출력 전류 및 부하 용량 고려한
Op 앰프의 출력 드라이브 결정 § ⑵

필요할 때 데이터 시트에 지정된 사양을 벗어날 수 있도록 지원하는 도구를 사용할 경우 반도체 제조업체가 이러한 등급의
디바이스를 특성화하는 것과 마찬가지 방식으로 Op 앰프 평가 시 특정 설정을 얻게 되었다.
이러한 종류의 정보를 접할 수 있으면 유용한 정보를 쉽게 확보할 수 있고, 데이터 시트에서 필요한 정보를 찾기가 어려운 경우에도 어떤 디바이스를 사용해야 할지를 보다 정확하게 파악할 수 있게 된다.

                                   글│Hooman Hashemi, National Semiconductor

출력 특성을 측정하는 방법

Op 앰프 데이터 시트에 나온 출력 특성은 일반적으로 합당한 수의 장치에 대해 생성되는 그래프이다. 데이터 시트 그래프 폐쇄 루프 동작 조건에서 전형적인 동작을 보이는 작업의 "선형" 영역에 속한다고 할 수 있다. 물론 대부분의 Op 앰프가 그러한 방식으로 사용되지만 특정 조건에서는 루프가 개방되기도 한다. 이러한 조건에서는 Op 앰프가 입력 단자 간 차이를 0으로 유지할 수 없다.
그 이유는 짧은 시간 안에 Op 앰프 출력의 변경을 요구하는 빠른 입력 전환 때문이며, 출력이 최종 값에 가까워지면서 루프가 개방되면 그 기간 동안 입력 단자들 간에 큰 전압차가 생길 수 있는 것이다. 최종 출력에 도달한 후에는 Differential 입력 전압이 한 번 더 0V에 매우 가까운 값(출력 전압을 Op 앰프의 큰 개방 루프 게인으로 나눈 값)으로 감소하게 된다.
일부 Op 앰프의 경우 아키텍처에 따라 위에 설명된 것처럼 "루프 개방" 조건에서 사용할 수 있는 더 큰 전류가 존재할 수 있다. 그러나 부하에서의 특정 변화량을 유지하기 위해, Op 앰프를 사용할 때와 같은 안정적인 상태에서 정상적 폐쇄 조건 하의 출력 전류 용량은 낮은 입력 오버드라이브를 사용해서 판별해야 한다. 입력 오버드라이브는 Op 앰프 입력 단계에서 만들어진 입력 오프셋 전압을 극복할 수 있을 정도로 커야 하지만 전류 용량에 미칠 정도로 커서는 안 된다. (Op 앰프 아키텍처가 이 문제를 일으킬 수 있는 경우).
출력 특성 그래프을 얻기 위해 제조업체는 테스트 시 개방형 루프 또는 폐쇄형 루프 설정을 사용할 수 있다. 입력 오버드라이브 조건이 관찰되는 한 그 결과는 동일한 것이다. 개방 루프 출력 전류 테스트 시 그림 3a에 보여진 것처럼 공급 레일로부터 전력을 공급 받으면서 조절식 전류 소스(또는 싱크) 발생기(GO)에 DUT (Device Under Test"s) 출력이 연결되게 된다.


입력에서, 입력 오프셋 전압을 극복하고 출력을 "레일"하는데 필요한 만큼의 Differential 입력 전압이 공급된다(출력 소싱 테스트의 경우 양의 공급 전압, 출력 싱킹 테스트의 경우 음의 공급 전압). 이를 "입력 오버드라이브(VID)"라고 하며, 대부부의 Op 앰프는 전체 출력 전류 전위차에 도달하기 위해 약 20mV 정도의 입력 오버드라이브가 필요하다.
적은 왜곡 출력 변화를 지원하기 위해, 출력 전류를 지정할 때 입력 오버드라이브를 ±20mV 미만으로 유지해야 한다. 이러한 조건에서, 출력 전류 소스(싱크) 발생기는 적절한 범위에서의 스윕이 허용되며 각 스윕 지점에서 출력 전압이 기록된다. 발생기의 출력 전류 값에 대해 출력 전압을 그래프화 하면(적절한 공급 전압 레일에 직접 또는 그에 상대적으로) 측정할 출력 특성 그래프를 얻을 수 있다.
전류 소스(싱크) 발생기가 충분히 큰 값으로의 증가를 허용하는 경우, 궁극적으로 출력 전압이 정확히 V+와 V-(또는 대칭형 공급 시스템에서는 그라운드)의 중간(½)인 지점이 존재하게 된다. 이 지점에서의 전류 판독값은 대부분의 Op 앰프 데이터 시트 표에 명시되어 있는 "출력 단락 회로 전류"에 대한 데이터 시트 값에 대응한다. 그림 1에 보여진 그래프에서, 출력 단락 회로 전류는 약 100mA로, 이는 5V(공급 동작의 경우 ±5V)에서 가로 축에 연결되는 값이다.
그림 3b 설정은 출력 특성을 생성하는데 사용할 수 있다는 점에서 그림 3a회로와 유사하다. 두 설정의 차이점은 그림 3b의 회로에서는 DUT 주변의 루프가 RF 및 RG에 의해 폐쇄된다는 점이고, 주어진 VOUT에서의 출력 전류 용량을 측정하기 위해, 원하는 VOUT을 얻을 수 있도록 VIN을 설정하는 것이다. 그러면 원하는 입력 오버드라이브(VID)에 도달할 때까지 GO가 증가하게 된다(VOUT(ΔVOUT)에서 측정한 것처럼 보통 입력 오프셋 전압을 ±20mV 만큼 벗어남). RF 및 RG 값이 알려진 상태에서 입력 오버드라이브(VID)는 VOUT 강하와 그 다음 값만큼 연관된다.
VID=ΔVOUT/(1+RF/RG). 여기서 ΔVOUT은 GO 증가로 인한 VOUT의 변화이다.
예를 들어, RF=10K, RG=1K인 경우 출력은 3V에서 발생한다(VIN=-0.3V). 대상 20mV 입력 오버드라이브는 출력 또는 VOUT= 2.78V를 통한 GO 전류량 흐름 때문에 출력 전압에서의 220mV 변화에 대응한다.
적은 전력 소비로 높은 Slew Rate를 제공하도록 특수 설계된 일부 전압 피드백 Op 앰프는 전면에 "Slew 개선" 회로를 채택해야 한다. 따라서 Op 앰프가 전력을 절약하면서 빠르고 큰 신호 출력 변화(즉, 높은 Slew Rate)를 제공할 수 있게 되는 것이다. 그러한 두 디바이스의 예로는 내셔널 세미컨덕터의 LM7171과 LMH6657 고속 Op 앰프가 있다. 이를 위해, 커다란 입력 변화는 일반적으로 Op 앰프의 Slew Rate를 제한하는 내부 보상 노드 커패시터에 사용할 수 있는 전류의 양을 증가시킨다. 따라서 이러한 유형의 디바이스는 입력 오버드라이브에 종속적인 Slew Rate를 보이게 된다.
다음은 Slew Rate 동작을 LMH6657 데이터 시트에서 직접 가져온 입력 오버드라이브의 함수로 나타낸 그래프이다.
결과적으로, 출력 Slew 조건에서 발생하는 큰 입력 오버드라이브에서 이 디바이스 등급의 출력 전류 용량이 개선된다. 그림 5에서는 두 개의 다른 입력 오버드라이브에서의 LMH6657 출력 소싱 용량(IOUT) 대 출력 전압을 보여준다. 여기서 오버드라이브가 크면 출력 전류가 증가하며(주어진 IOUT에서의 공급 전압에 대해 출력 전압 헤드룸 감소에 반영됨), 싱킹 특성(여기에는 표시되지 않음)도 유사한 동작을 보인다.

이러한 디바이스에서는 일반적인 전압 피드백 Op 앰프보다 출력 특성의 올바른 해석이 더욱 중요하게 된다. 큰 입력의 오버드라이브 사용 시 추가 출력 드라이브를 얻을 수 있다. 그러나 부하에서 안정적인 상태 변화가 유지될 때와 같이 적은 왜곡 폐쇄 루프 동작 시에는 낮은 입력 오버드라이브가 필요하다(위에서 언급한 것처럼 ±20mV 미만). 높은 입력 오버드라이브 조건에서 지정된 출력 용량은 과도 전류 동작에 대해 그리고 출력이 해당 최종 값(입력 오버드라이브가 20mV 미만으로 떨어질 때의 값)에 도달하지 않는 경우에만 유용하다. 따라서 단순한 과도 전류 동작이 아닌 일정한 상태의 출력 전류가 중요한 경우 디바이스 성능을 평가할 때는 입력 오버드라이브 조건이 중요한 것이다.
전류 피드백(CFB) Op 앰프 출력 특성은 위에 설명된 절차와 매우 유사한 방식으로 측정할 수 있다. 그림 6에서는 이 목적을 위해 사용된 설정을 보여준다.
CFB 아키텍처는 비인버팅 및 인버팅 입력 노드들 간 단일 게인으로 구성된다는 점 때문에, 인버팅 입력을 통과해 전류가 흐르도록 레지스터 RG가 사용된다. VIN을 입력 오프셋 전압을 벗어난 값으로 설정한 경우, 전류가 인버팅 입력으로부터 흐르며 출력은 양의 레일 V+에 대해 또는 V+에 가깝게 변할 수 있도록 레일된다. 앞에서 설명한 전압 피드백(VFB) Op 앰프의 경우처럼 전류 발생기 GO는 DUT에 적합한 다양한 전류 값을 통해 스윕되며 출력 전압의 함수인 출력 전류 소싱 값이 나타난다. 싱크 전류는 VIN의 극성을 바꾸고 전류가 DUT 출력 핀으로 "전달"되도록 GO를 설정하여 판별할 수 있다. CFB 아키텍처의 출력 특성은 입력 오버드라이브에 대한 의존도가 VFB 아키텍처보다 적다.

출력 용량 및 Op 앰프 매크로 모델

출력 특성은 사용자가 사용할 수 있도록 최대한 Pspice 매크로 모델을 사용하여 모델링하는 Op 앰프 매개변수 중 하나다. 앞에서 언급한 LMH-6642의 경우 내셔널 Pspice 모델은 아래의 그림 7과 같이 출력 동작을 예측할 수 있다.
Pspice 매크로 모델 생성 중, 그림 7에 보여진 모델링된 동작을 그림 1에 보여진 전형적인 디바이스 동작에 일치시키기 위한 모든 시도가 이루어진다. 그러나 보다 주의 깊게 조사하면 그림 1의 전형적인 그래프 동작에 비해 그림 7 동작이 더 긍정적이라는 사실을 알 수 있다. Pspice 매크로 모델은 모델링을 시도하는 매개변수 측면에서 "대략적인(Ball-Park)" 정확도를 제공할 것으로 예상할 수 있으며, 일반적으로 Pspice 출력 전류 모델은 Slew Rate 개선 기능을 내장하는 디바이스에 대해 출력 드라이브를 증가시키는 데 있어 과도한 입력 오버드라이브의 영향을 고려하지 않는다.
Pspice 시뮬레이션을 사용하여 다양한 저항성 부하를 받는 상태에서 직접 신속하게 출력 변화를 예측할 수 있다(그림 7의 그래프에 출력 용량이 표시되는 방식과 반대). 이 경우, Op 앰프 매크로 모델이 이 동작을 모델링해야 한다. 그림 1A 회로 조건에서 동작하는 LMH6642의 경우, 부록 B에 나온 Pspice 시뮬레이션 파일은 저항성 부하(이 경우 10Ω 증분으로 60~100Ω) 목록에 대한 최대 출력 변화를 얻는 방법 중 하나가 된다. 그림 8은 Pspice에 의해 생성된 프로브 그래프이다.
이 그래프에서, 지정된 다양한 부하에 대한 출력 변화를 직접 읽고 변화 대 부하 플롯을 구성할 수 있다(그림 9참조). 100Ω 부하(그림 9참조)에서의 Pspice 예측 9.48V와 앞에서 수행한 반복 분석으로 예측한 8.75V(표 1참조)를 비교해 보자. Pspice 결과를 데이터 시트에 게시한 일반적인 사양과 비교할 때 8% 정도의 차이가 발생하는 것이 일반적이다.

결론

설명된 기법과 정의를 사용하면 Op 앰프 출력 특성을 측정 및 지정하는 방법을 보다 잘 이해할 수 있게 된다. 필요할 때 데이터 시트에 지정된 사양을 벗어날 수 있도록 지원하는 도구를 사용할 경우 반도체 제조업체가 이러한 등급의 디바이스를 특성화하는 것과 마찬가지 방식으로 Op 앰프 평가 시 특정 설정을 얻게 되었으며, 관련 Pspice 방법 또한 알아보았다. 이러한 종류의 정보를 접할 수 있으면 유용한 정보를 쉽게 확보할 수 있고, 데이터 시트에서 필요한 정보를 찾기가 어려운 경우에도 어떤 디바이스를 사용해야 할지를 보다 정확하게 파악할 수 있게 된다.


<자료제공: 월간 반도체네트워크 2007년 01월호>