기지국 및 기타 인프라 애플리케이션을 위한 다이렉트 변환 수신기 시대가 도래하여, LT5575와 같은 고성능 I/Q 디모듈레이터로 실현되고 있다. 가장 까다로운 애플리케이션의 동적 성능은 PCB의 적절한 레이아웃에서 반영된 직접 변환 수신기의 문제를 이해함으로써 저가형 무선 아키텍처를 사용해 실현될 수 있다.
글│James Wong, Min Zou, Doug Stuetzle, Sunny Hsiao, 리니어 테크놀로지
직접 변환(또는 낮은 IF) 수신기 설계 방식은 수 년 동안 존재해 왔다. 이 설계 방식은 단순함과 저비용이라는 이점 때문에 휴대전화와 무선전화에서 폭넓게 사용되어 왔다. 직접 변환 수신기 IC는 기지국에서 요구하는 성능 수준 정도만 준수하고 있다. 그러나 차세대 기지국의 비용을 절감하기 위해 업계는 다양한 RF 표준을 커버하면서 시스템 설계를 단순화시킴으로써 유연한 방식을 제공할 수 있는 직접 변환 아키텍처에 많은 관심을 보이고 있다. 수많은 장점들은 베이스밴드 디지털 영역, 특히 멀티 표준 수신기를 위해 채널 선택을 추진하는 것에서부터 시작된다.
그러나 이러한 방식의 문제점은 수신기에서 인밴드(In-band) 신호를 간섭하는 감도(Susceptibility)이다. 이 같은 사실은 직접 변환 수신기에서 사용되는 I/Q 디모듈레이터가 80dB 정도로 높을 수 있는 까다로운 동적 범위 조건을 조절할 수 있다는 것을 필요로 한다. 이 글은 기지국 애플리케이션을 위한 직접 변환 수신기에 분명히 나타나는 문제들을 검토하고, 이러한 문제를 해결하는 새로운 RF 직접 변환 IC를 소개하고자 한다.
LT5575 디모듈레이터
리니어 테크놀로지가 새롭게 선보인 LT5575 디모듈레이터는 직접 변환 수신기 아키텍처의 장점을 이용할 수 있게 한다. LT5575는 LO 정밀 쿼드 위상 스플리터의 기능과 2개의 고선형성 다운컨버팅 믹서가 통합되었다. 고집적 온칩 광대역 트랜스포머는 RF 및 LO 포트 모두에서 사용자 친화적인 50Ω 싱글엔디드 인터페이스를 제공하는 반면 광범위한 RF 동작 주파수 범위에서 뛰어난 RF에 대한 LO 절연 및 최소한의 LO에 대한 RF 누출을 유지시킨다. 싱글엔디드 RF 신호는 온칩 RF 트랜스포머의 1차측에 적용되며 통합형 RF 신호 스플리터의 입력에서 차동 신호로 변환된다.
이 칩은 RF 신호를 베이스밴드로 직접 다운컨버터 시키는 반면, 인 페이스(In-phase) (I)과 쿼드 페이스(Quadrature-phase) (Q) 신호 부품을 분리시킨다. 매치된 I와 Q 채널은 정밀한 이득과 위상 매칭을 보장한다. LT5575는 0.8GHz~ 2.7GHz의 입력 주파수 범위에서 동작한다. 이 칩은 I와 Q 채널상에서 단일 폴의 490MHz 대역폭을 갖춘 저대역 필터를 동작시킨다. LT5575의 일반적인 RF 성능은 표 1에 정리되어 있다.
LT5575는 높은 수신기 선형성을 요구하는 애플리케이션을 위해 고안되었다. 이러한 애플리케이션들에는 무선 기지국(GSM, CDMA, WCDMA 등), WiMAX 및 광대역 마이크로웨이브 링크과 같은 무선 인프라 뿐 만 아니라 RFID 애플리케이션을 포함한다. 이 디바이스는 싱글 캐리어 마이크로(Micro) 및 피코셀(Pico-cell) 기지국을 위해 특히 적합하다. 이러한 기지국에서 직접 변환 아키텍처로 인한 비용 장점은 더욱 잘 알려져 있다. 직접 변환 수신기 IC들은 부가적인 IF(Intermediate Frequency) 단에 대한 필요성을 없애 주며, 특히 IF 채널 선택 필터를 제거함으로써 고주파수 필터에 대한 요구를 완화시킨다. 1900MHz에서 +22.6dBm의 IIP3 (Input 3rd-order Intercept)와 +60dBm의 IIP2(Input 2nd-order Intercept)를 이용하는 이 직접 변환 수신기는 기지국 수신기의 엄격한 동적 범위 조건을 만족시킨다.
다른 종류의 설계 문제를 야기시키는 직접 변환 수신기
W-CDMA 기지국 애플리케이션에서 사용될 수 있는 것처럼, 직접 변환 수신기의 블록 다이어그램은 그림 1에 잘 나타나 있다. 여러 개의 단을 갖춘 수신기 설계와 차별화되는 이 설계에서 몇 가지 고려사항이 있다. 이러한 고려사항은 다음과 같이 정리될 수 있다: (1) DC 오프셋, (2) 2차 왜곡에 대한 취약성, (3) 포트 대 포트 커플링에 대한 민감도 증가, (4) I-Q 미스매치, (5) 베이스밴드 출력의 적절한 고주파수 터미네이션에 대한 요구.
DC 오프셋
I/Q 디모듈레이터(예: RF 신호가 없을 때 넌제로 DC 출력 전압)의 I 또는 Q 출력에서 DC오프셋 전압은 베이스밴드 증폭기에 따라 연이어 발생하는 증폭 때문에 DC 커플형 수신기 설계에서 문제가 될 수 있다. DC 오프셋 전압이 너무 클 경우, 이 때 베이스밴드 증폭기 신호 스윙을 제한할 수 있으며, 베이스밴드 ADC의 동적 범위를 떨어뜨릴 수 있다. DC 오프셋은 I/Q 디모듈레이터의 미스매치에서 발생할 수 있다. LT5575는 I와 Q 출력에서 10mV 미만의 차동 DC 오프셋 전압으로 구현된다. 이것은 AC 커플링 또는 DC 오프셋 취소의 필요성 없이 그림 1의 아키텍처에서 최대 40dB의 베이스밴드 전압 이득을 가능하게 할 정도로 충분히 낮다.
DC 오프셋은 LO-RF 커플링으로 인해 LO 신호의 셀프 믹싱이나 RF-LO 커플링으로 인한 RF 신호의 셀프 믹싱에서 발생될 수 있다. RF와 LO 입력 간의 절연을 보존하기 위해 특히 PC 보드 레이아웃에 주의를 기울여야 한다.(IC 레이아웃 고려사항을 다룬 이 기고문의 후반부에서 이 내용을 보다 자세히 다루고 있다)
2차 왜곡
전통적인 슈퍼헤테로다인(Super-heterodyne)의 수신기 경우, 3차 왜곡이 우세하며 폼 코사인의 인터모듈레이션 조건을 생성시킨다. 이것은 간섭되는 신호의 주파수에 따라 대역 내(In-band)에 존재할 수 있다. 그러나, 직접 변환 수신기의 경우, 2차 왜곡은 성능을 제한하는 중요한 역할을 수행할 수도 있다. 이것은 2차 왜곡이 폼 코사인 (wi - wj)t의 베이스밴드 조건에 기여하기 때문이다. 이 조건은 슈퍼헤테로다인 수신기에 적합한 아웃오브밴드(Out-of-band)나, 직접 변환 설계를 위해 인밴드가 될 수 있다.
실제 애플리케이션에서, 2차 왜곡은 간단한 하나의 간섭물질(Interferer)이 존재하는 경우 문제가 발생될 수 있다. 채널 선택이 베이스 밴드에서 수행되고 있기 때문에, 보통 DSP에 수행되므로, 온채널이 되지 않은 이러한 간섭 물질은 여전히 RF 및 베이스밴드 필터를 통해 자유롭게 통과될 수 있다. 이러한 간섭물질은 원하는 베이스밴드 신호의 상단으로 직접 떨어져 원치 않은 부산물을 생성할 가능성이 높다. 이 간섭 물질은 원하는 베이스밴드 신호 상단 부분에서 필터 되지 않을 수 있다.
2차 왜곡은 단일 간섭 신호의 결과로 이러한 부산물들을 생성할 수 있기 때문에 이 관점에서 가장 문제가 까다롭다. 특히, 톤 간섭물질(Tone Interferer)에 의한 2차 왜곡은 믹서 출력에서 DC 오프셋을 상승시킬 것이다. 간섭물질이 변조되면, 이 때 2차 비선형성으로 인한 변조된 신호는 베이스밴드 출력에서 나타날 것이다. 따라서 직접 변환 수신기 시스템의 IP2(Second Order Intercept Point)는 중요한 성능 파라미터이다. 이것은 2차 비선형성의 측정이며 하나 및 2개 톤 간섭신호에 대한 수신기의 민감도를 정량화시킨다. LT5575는 예외적으로 높은 IIP2로 인해 2차 왜곡의 영향을 최소화시키며, 1900MHz일 때 60dBm이며 900MHz.일 때 54dBm이다.
포트 대 포트 커플링
슈퍼헤테로다인 수신기에서, LO 및 IF 주파수의 세심한 선택을 통해 포트 대 포트 커플링에서 발생하는 IF 통과 대역에서 결과로 발생되는 혼합 부산물들(Mixing Products)을 최소화시킬 수 있다. 직접 변환 수신기 아키텍처로 제공되는 보호 기능은 없다. 여기서 RF와 LO 주파수는 동일하며, 위에서 언급한 대로 혼합 부산물들은 베이스밴드 I/Q 제품에서 직접 나타난다. LT5575는 -60dBm의 LO-RF 누출 또는 그 이상(2100MHz까지)으로 규정되며, 57dBc의 RF-LO 억제 또는 그 이상으로 명시되어, 이 문제를 대부분 제거시킨다.
I - Q 미스매치
이상적으로, 무선 신호I와 Q 채널은 직교의 비 간섭 채널 정보를 전달한다. 그러나, I와 Q 채널의 이득이나 위상의 미스매치(Mismatch)는 채널 간 간섭의 결과를 초래하며, 이것은 채널이 가지고 있는 정보 복구하는 과정을 더욱 어렵게 만든다. 현대의 디지털 통신 시스템은 최대 EVM(Error Vector Magnitude)을 규정하며, 일반적으로 몇 %에 속한다. 이것은 I/Q 채널의 이득과 위상 미스매치 오류와 관련될 수 있다.
위상 미스매치 오류는 I/Q 신호 경로에서 동일하지 않은 신호 지연, LO 쿼드 제너레이터의 비정확성, 포트 대 포트 커플링에서 발생하며, 특히 문제가 될 소지가 많다. 주파수가 더 높을수록, 위상 에러 문제는 더욱 심각하다. 이것은 I-Q 미스매치가 직접 변환 수신기 문제에 대한 이유이며, 이것은 RF 주파수에서 동작한다. LT5575는 0.5º의 일반적인 위상 오류와 0.04dB의 일반적인 이득 오류를 규정한다. 이것은 QPSK-유형 변조 포맷의 경우 약 1%의 EVM 패널티(Penalty) 결과를 초래한다.
베이스밴드 I/Q 출력의 고주파수
터미네이션
직접 변환 아키텍처의 핵심적인 장점은 전형적인 이미지 거부 문제를 제거해 준다는 점이다. 이 장점은 희망하는 대역폭 주파수에서 믹서 출력 신호를 생성하는 이미지 주파수가 더 이상 존재하지 않기 때문이다. 그러나, 완벽한 리니어 믹서로 생성되는 원치 않는 부산물이 여전히 존재한다. 이 신호는 RF와 LO 주파수의 합계이며, 베이스밴드 주파수 이상에서 믹서 출력으로 나타날 것이다. 1900MHz RF 애플리케이션을 예로 들어보자. LO 주파수는 1900MHz가 될 것이다. 베이스밴드에서 희망하는 출력은 3800MHz에서 신호와 함께 수반될 것이다. 3800MHz는 RF + LO 주파수의 합이다. 믹서 다음에 오는 베이스밴드 필터가 이 합산된 부산물을 완전히 억제할 것이라는 것은 분명해 보일 수 있다.
그러나 그렇지 않을 수도 있다. 집적회로는 IC 칩을 패키지의 단말기에 연결시키기 위해 내부 와이어 본드를 사용한다. 이러한 와이어 본드는 고주파수일 때 외부 필터링 요소에서 칩을 절연시키는 소형 인덕터 역할을 한다. 온칩 필터링이 사용되지 않을 경우, 전체 주파수 신호를 비롯해 고주파수 왜곡 제품들은 예측할 수 없는 방법으로 나타난다.
가장 중요한 것은 부적절하게 종결된 고주파수 신호가 칩의 신호 헤드룸(Headroom)을 사용할 것이며, 칩의 본질적인 선형성을 저하시킨다. 그림 2는 LT5575의 등가 출력 회로를 보여준다. 이것은 IOUT+, IOUT-, QOUT+, QOUT- 출력의 각각에 대한 온칩 5pF 커패시터를 포함한다. 이러한 온칩 커패시터는 오프칩 터미네이션 커패시터로 증대되어 이미지 문제를 완화시키고 주어진 애플리케이션에서 선형성을 최대화시킨다.
IC 레이아웃 고려사항
위에서 언급된 문제들로 인해, 실제 수신기 구현은 직접 변환 디모듈레이터 IC와 외장 부품뿐만 아니라 PCB의 세심한 RF 레이아웃을 최적으로 배치하는 것을 요구한다. 전원 공급장치 디커플링, 그라운딩, 신호 경로 라우팅, 베이스밴드 포트의 고주파수 터미네이션에 대해 특별히 주의해야 한다.
리니어 테크놀로지의 데모 회로 DC-1048A(그림 3, 그림 4, 그림 5)는 고성능 수신기 애플리케이션에서 사용될 수 있는 것처럼 LT5575 직접 변환 I/Q 디모듈레이터 IC의 적절한 구현을 보여준다 평가 보드는 총 두께 62mils로 공통적으로 사용할 수 있는 FR-4 PCB 소재로 구성된 4개 계층을 사용한다. 계층 1, 2와 계층 3, 4는 18mils의 유전체 소재로 분리된다.
안정성을 보장하고 성능을 유지시키기 위해, 모든 Vcc 핀은 지정된 Vcc 핀에 가능한 가깝게 위치된 바이패스 커패시터를 사용해 전원 공급장치에서 디커플 되어야 한다. LT5575의 경우, Vcc 핀 6, 7, 8은 접지시키기 위해 하나의 1000pF와 하나의 0.1uF 커패시터를 사용해 디커플 되는 반면, Vcc 핀 12는 자체적인 1000pF 디커플링 커패시터를 갖는다.
모든 주파수 회로를 이용함으로써, 적절한 접지는 최적의 성능을 위해 필수적이다. 최상단과 두 번째 PCB 계층에서 단단하고 연속된 접지 평면을 갖춘 전통적인 레이아웃을 사용하자. 모든 PCB 계층에서 접지 평면을 말 그대로 연결시키기 위해 도금된 쓰루홀(Through-Hole) 바이어스를 적용하자.
특히 평면 끝을 따라 적용해 보자. RF 공진기와 안테나로 작동할 수 있는 것처럼 유동식 쿠퍼 필(Copper Fill)을 피하자. 노출된 IC 후면 접지 패드는 칩을 위한 그라운드 리턴(Ground Return)이며 히트 싱크를 제공한다. 또한, 최적의 성능을 위해 PCB 접지 평면으로 직접 납땜되어야 한다. 접지 패드에서 여러 개의 도금 쓰루홀 바이어스를 직접 추가하는 것은 우수한 전기 접지를 보장하는 것이며 온도 전도를 촉진시킬 것이다.
이 글의 도입부문에서 언급했듯이, RF 및 LO 커플링은 셀프믹싱(Self-Mixing)으로 도달할 수 있으며, 원치 않는 신호뿐만 아니라 베이스밴드 출력에 나타나는 DC 오프셋 오류를 유발하며 IP2 성능을 저하시킬 수 있다. 또한 LO 포트로 누설되는 대규모 인밴드 RF 간섭 신호는 위상을 변경할 수 있으며 LO VCO 오프 주파수를 끌어낼 수 있고, 수신기 성능을 저하시킨다. 게다가, 이러한 고조파(Harmonics)와 함께, 베이스배드 출력으로 누출하는 LO 신호는 베이스밴드 I/Q 신호의 위상 규현을 저하시킬 수 있다.
이러한 신호 커플링을 피하기 위해, 모든 RF, LO, 베이스밴드 신호 트레이스는 접지 평면으로 분리된 다른 계층에서 라우트 되어야 하며, 실제적으로 트레이스는 가능한 짧게 유지해야 한다. RF와 LO 입력은 커플링을 감소시키기 위해 적절한 접지 평면과 접지 바이어스로 분리된 경우 동일한 계층에 존재할 수 있다.
그러나, 최상의 성능은 베이스밴드 트레이스가 별도의 계층에 위치될 때 달성될 수 있다. DC1048A 데모 보드에서, RF와 LO 입력 트레이스는 PCB의 반대편 끝에서 상층 금속 계층에 라우트 된다. 4개의 베이스밴드 출력은 하단 금속 계층에 라우트 되며, 따라서 2개의 내부 접지 계층에 따라 RF와 LO 입력에서 베이스밴드 출력을 분리시킨다. 베이스밴드 출력 트레이스는 적절한 위상 관계를 보존하기 위해 길이 면에서 동일하다.
베이스밴드 I와 Q 출력에서 원치 않는 고주파수 믹싱 부산물의 적절한 필터링은 우수한 선형성을 유지하기 위해 중요하다. 가장 간단한 방법은 접지에 대한 션트 커패시터를 갖춘 각 베이스밴드 출력을 마무리시키는 것으로, IC의 베이스밴드 출력 핀에 가능한 가깝게 배치시킨다. 이 커패시터 값은 신호 대역폭에 따라 IIP2 성능을 최적화시키도록 선택되어야 한다.
정리 및 결론
기지국 및 기타 인프라 애플리케이션을 위한 다이렉트 변환 수신기 시대가 도래하여, LT5575와 같은 고성능 I/Q 디모듈레이터로 실현되고 있다. 가장 까다로운 애플리케이션의 동적 성능은 PCB의 적절한 레이아웃에서 반영된 직접 변환 수신기의 문제를 이해함으로써 저가형 무선 아키텍처를 사용해 실현될 수 있다.
<자료제공: 월간 반도체네트워크 2007년 03월호>