단일 공급 차동 비디오 트랜스미터- 리시버 애플리케이션의 CMRR 개선 - Technology

단일 공급 차동 비디오 트랜스미터-
리시버 애플리케이션의 CMRR 개선

설계 시 적절한 VCM 전압을 선택하는 것이 중요하다. 설계자는 앰프 내부의 입력 단계에 과부하가 걸리지 않도록 방지하기 위해 신호 전압에 외에 전체 동상 모드 전압도 제한해야 한다는 점을 간과할 수 있다. 이는 특히 공급 전압이 낮은 경우에 더 문제가 될 수 있다. 다음 설계 아이디어는 CAT-5 케이블을 통해 단일 공급 Differential 비디오 전송단 - 수신단에서 동상 모드 제거비를 개선하는 방법을 보여준다.

글│김희철 필드 애플리케이션 이사, 내셔널 세미컨덕터 코리아

OP 앰프는 동상 신호가 중요한 역할을 하는 실제 환경의 비디오 전송 분야에서 널리 활용된다. 그러한 응용 분야 중 하나로 CAT-5 케이블을 통한 차동 비디오 전송-수신단을 들 수 있다. 여러 신호를 처리할 때 노이즈, 윙윙거림 또는 DC 오프셋 전압 같은 원치 않는 동상 신호가 존재하는 신호에서 약한 신호를 추출하는 것이 중요하다. Op 앰프에는 일부 동상 모드 제거 기능이 있지만, 여전히 단위 이득에서 출력으로 전송되는 일부 동상(VCM) 신호가 있다.
따라서 설계 시 적절한 VCM 전압을 선택하는 것이 중요하다. 설계자는 앰프 내부의 입력 단계에 과부하가 걸리지 않도록 방지하기 위해 신호 전압에 외에 전체 동상 모드 전압도 제한해야 한다는 점을 간과할 수 있다. 이는 특히 공급 전압이 낮은 경우에 더 문제가 될 수 있다. 다음 설계 아이디어는 CAT-5 케이블을 통해 단일 공급 Differential 비디오 전송단 - 수신단에서 동상 모드 제거비를 개선하는 방법을 보여준다.

구조도 설명

이 설계는 차동 전송 회로 고유의 장점인 노이즈를 제거해주는 이점이 있는 차동 전송기(Tx)와, 출력에서 SNR을 상승시키기 위해 통합형 단일 단계에 비해 더 나은 CMRR을 제공하는 두 단계 차동수신기(Rx)로 구성되어 있다. 내셔널 세미컨덕터의 LMH6643 같은 단일 공급 전압 피드백 Op 앰프가 설계 구현에 사용된다.

그림 1에서 볼 수 있듯이, Tx는 +8V의 단일 공급에서 작동하는 두 개의 Op 앰프, U1 및 U2(LMH6643 두 개)로 구성되어 있다. U1과 U2는 각각 이득이 +2와 -2인 비인버팅 및 인버팅 구성에서 작동한다. U1과 U2 모두 비슷한 노이즈 이득을 가지므로 균형 유지에 중요한 매칭 출력 대역폭을 제공한다. 입력 신호는 공급 전압의 절반으로 바이어스된 U1과 U2를 사용하여 입력 커플링 커패시터 C1과 C2를 통해 AC 커플링된다(이 경우 4V).
C1과 C2의 값은 각각 fC1=1/(2*π*5kΩ*20μF)=1.59Hz와 fC2=1/(2*π*1.5kΩ*47μF)=2.25Hz에서 Op 앰프, U1 및 U2의 낮은 차단 주파수를 설정하기 위해 선택된다. 이는 낮은 비디오 주파수 고조파가 통과할 수 있도록 하기 위한 것이다. U1과 U2의 출력에서 시리즈 50Ω 레지스터는 약 100Ω의 특성 임피던스를 갖는 CAT-5 전송 라인에 일치하는 임피던스를 제공한다. Tx의 출력은 케이블 백 종단을 제공하기 위해 Rx 프런트 엔드에서 100Ω 레지스터(R11)를 사용하여 종단된다.
Rx는 차동 트랜지스터 쌍인 Q1과 Q2, 전류 소스 트랜지스터 쌍인 Q3과 Q4 및 LMH6643 차동 앰프인 U3으로 구성되어 있다. 전류 소스 트랜지스터 Q3과 Q4는 내셔널 세미컨덕터의 LM4041 전압 레퍼런스에서 공급되는 1.2V의 고정 레퍼런스 전압에서 바이어스된다. 컬렉터 Q1과 Q2의 출력은 U3으로 AC 커플링된다.
그런 다음 U3은 약 4V로 바이어스되며, 출력 바이어스 전압도 중간 공급으로 설정된다. 출력 주파수 응답에서 과도한 피크를 줄이기 위해 21.2MHz(f=1/(2*π*500Ω*15pF))의 차단 주파수에 대해 C14 및 C15의 커패시터 값이 선택되었다. 결국 U3의 출력이 비디오 신호 경로의 이후 단계 또는 75Ω 비디오 로드에 AC 커플링된다.

회로 작동 이론

그림 1에서 Tx에 대한 1VP-P 입력 신호는 4V DC 오프셋을 사용하여 바이어스된다. 그런 다음 Tx는 2V/V의 이득으로 신호를 증폭하여 CAT-5 케이블을 통해 전송한다. Rx 프런트 엔드에서 4V DC 오프셋을 갖는 2VP-P 신호는 Q1과 Q2의 베이스에서 다르게 나타난다. 회로 소스 트랜지스터(Q3 및 Q4)는 1mA의 이미터 전류(VE=VB-VBE=1.2-0.7=0.5V → IE=VE/RE=0.5V/500Ω=1mA)를 제공한다. 이러한 이미터 전류는 부하 레지스터, RL에서 전압을 생성하여 결과적으로 차동 컬렉터 전류를 발생시킨다. 이 전류는 그림 1의 출력(Vout 노드)에서 Rx의 이득이 +1.4V/V가 되도록 설정된다.
Tx-Rx의 전체 CMRR 값을 결정하려면 U3의 출력에서 동상 이득도 측정해야 한다. 이는 Q1과 Q2의 베이스를 서로 연결하고 Tx의 단일 출력에서 1VP-P 신호(4V DC 오프셋 전압 포함)로 구동하여 그림 1에 표시된 회로에서 수행된다.
Tx-Rx의 CMRR은 다음과 같이 표현된다.
CMRR=20*Log10(ADM/ACM)
여기서 ADM=차동 이득 및 ACM=동상 이득
ADM 및 ACM은 앞에서 설명한 테스트 설정을 사용하여 측정된다.

마찬가지로 그림 2는 U3이 Rx에서만 사용될 경우의 동상 이득과 차동 이득을 측정하는테스트 설정을 보여준다. 따라서 이 경우의 CMRR은 비교용으로 측정되었으며 그림 3에 표시되어 있다.

성능 측정 결과

그림 3에서 LMH6643으로 측정한 결과는 전체 Tx-Rx 회로에 대해 대략 1MHz에서 78dB, 낮은 주파수(<10KHz)에서 100dB 이상의 CMRR을 보여준다. Tx-U3만 사용할 때 측정된 CMRR은 약 35dB로, 낮은 주파수(≤100 KHz)에서 Tx-Rx의 CMRR보다 낮다.
그림 4는 리시버에서 U3만 사용할 경우의 출력 주파수 응답과 전체 Tx-Rx 회로의 출력 주파수 응답 비교를 보여준다. 전체 Tx-Rx 회로의 -3dB 대역폭은 약 27MHz로, U3만 사용할 때보다 약간 높다. 이 값은 대부분의 코포지트 NTSC/ PAL 비디오 분야에서 요구하는 값에 잘 부합하는 수치이다.
복합 리시버의 높은 임피던스 입력은 유한 소스 임피던스와의 적절한 인터페이스를 제공하며, 차동 앰프만 사용하는 경우에 비해 CMRR이 개선되었다. 리시버의 높은 CMRR은 긴 CAT-5 케이블에서 발생하는 높은 주파수의 노이즈 전달 효과를 최소화한다. 또한 트레이스 길이를 최소화하는 등의 적절한 보드 레이아웃 기술을 구현하는 것은 항상 CMRR 같은 성능 매개변수를 개선하는 데 중요한 역할을 할 것이다.

특히 구성 요소, Rf1, Rg1 및 Rg2의 경우 상대적으로 낮은 허용 오차를 갖도록 선택하는 것이 좋다. 그림 1에서는 허용 오차가 1%인 레지스터가 사용되었다. 트랜지스터 β의 차이가 전체 CMRR에 영향을 미칠 수도 있기 때문에 이에 맞는 트랜지스터 쌍을 사용하는 것이 좋다. 요약하면, 이 설계는 단일 공급 비디오 분야에서 CMRR 개선 기술을 사용하여 CAT-5 케이블을 통해 Differential 신호를 전송 및 수신하는 저비용의 최소 구성 요소 솔루션을 보여준다.

<자료제공: 월간 반도체네트워크 2007년 10월호>