전압 레귤레이터로 팬 제어 효율 증대 - Technology

전압 레귤레이터로 팬 제어 효율 증대

가장 간단한 팬 제어 구조인 온/오프 스위치는 단순하지만 비효율적인데 그 이유는 대부분 필요한 수준보다 더 많은 냉각을 제공하기 때문이다(필요 이상으로 냉각이 되기 때문이다?). 전원이 켜지면 완전히 전원이 공급된 스위치 제어 팬은 잡음 발생도 가장 크다. 최근에는 펄스 폭 변조(PWM: Pulse-Width Modulation) 방식을 이용하여 팬 컨트롤러의 효율과 레귤레이션을 향상시키고 있지만, PWM 역시 완벽한 솔루션은 아니다. 이 글에서는 3-wire 팬 속도를 제어하기 위해 PWM 신호를 직접 사용하는 방식을 대체할 수 있는 두 가지 대안으로 선형 레귤레이터를 기반으로 하는 저렴하고 "안정적인" 기법과 스위칭 레귤레이터를 채택한 보다 효율적인 방법을 제시한다.

글│Tarlton Fleming, Steve Caldwell, Nancy Xiong, Maxim Integrated Products, Inc.

일반적인 팬 컨트롤러 IC는 팬 속도를 레귤레이트하기 위해 PWM 출력을 제공한다. 보통 이러한 저주파 신호(~30Hz~100Hz)는 가변 듀티 사이클을 통해 팬 모터의 on/off 사이클을 반복하여 팬 RPM을 조정한다. 그러나 3-wire 팬(전원, 접지, 태코미터 출력)에 공급되는 전력 초핑(Chopping)은 팬 컨트롤러에 피드백을 제공하는 태코미터 신호를 억제하는데, 듀티 사이클이 낮은 상태에 있을 때 신호의 컷 오프는 제어 루프에 영향을 미치게 되기 때문이다. 일부 팬 컨트롤러는 이러한 영향을 보상하려고 하지만, 성공률은 적다. 또한 on/off 사이클은 바람직하지 않은 클릭 잡음을 발생시킬 수도 있다.

이러한 문제들에 대한 한 가지 해결책은 저역통과 필터를 사용하여 PWM 신호를 매끄럽게 하고, 발생된 전압을 사용하여 선형 드라이버를 제어하는 것이다. 12V 팬의 경우 이와 같이 발생된 제어 전압은 일반적으로 5V~12V 사이이므로, 저렴한 선형 전압 레귤레이터를 사용하여 팬을 구동할 수 있다. 또 다른 방법으로 이러한 회로에 RC 필터를 이용하여 PWM 출력을 매끄럽게 한 다음 이 출력을 op 앰프로 버퍼링하고 외부 패스 트랜지스터를 이용해 전류를 증폭한다. 이와 같은 방법이 효과적이긴 하지만, 보호 회로를 추가하지 않으면 회로에 손상을 줄 수 있다. 단락된 팬이 회로 고장을 유발할 수 있다.
많이 이용되는 선형 전압 레귤레이터는 팬을 구동하는데 매우 적합하다. 이 레귤레이터는 op 앰프, 패스 트랜지스터, 전류 리미터, 단락 회로 보호, 과전압 보호 기능을 모두 하나의 패키지에 저렴한 가격으로 통합하고 있다. 보다 중요한 것은 일반 선형 레귤레이터 IC는 0.5A~ 1.5A를 공급할 수 있어 대부분의 애플리케이션에 사용 가능하다는 점이다.
일반 애플리케이션에서 컨트롤러는 패스 트랜지스터의 베이스에 100Hz PWM 신호를 인가하고, 팬 모터의 전류를 켜고 끄기를 반복하여 PWM 듀티 사이클에 따라 팬 속도를 제어한다. 그림 1의 회로는 U1(듀얼 자동 PWM 팬 속도 컨트롤러가 내장된 2채널 온도 모니터)의 오픈 드레인 출력에 의해 발생되는 100Hz PWM 신호로 팬을 제어한다. 그러나 그림1의 PWM 신호는 패스 트랜지스터의 on/off 제어 대신, 선형 전압 레귤레이터(U2)의 출력 전압 레벨을 제어한다. U1의 PWM 출력은 R1, R2A, R2B의 조합에 C1의 값을 곱한 데브낭(Thevenin) 등가회로로 구성된 RC 네트워크에 의해 매끄럽게 된다.

U2는 VOUT와 Adj 핀 사이에서 1.25V를 유지하기 위해 출력을 레귤레이트한다. 임시로 U1의 영향을 무시하면 U2의 출력 전압(VOUT)은 1.25V(1 + R2/R1)이며, 여기서 R2 = R2A + R2B이다. U1의 제어 영향을 고려하면 R2A는 최소 출력 전압을 설정한다. U1의 PWM 극성 비트 설정이 포지티브 듀티 사이클에 있을 때 0% 듀티 사이클은 오픈 드레인 출력을 연속적으로 켜는(ON) 낮은 PWM 신호를 생성하므로, 가로질러 단락을 배치함으로써 R2B를 제거한다. 그림에 보이는 R2A 값(3.3kΩ)은 최소 출력인 4.7V를 생성하는데, 이 값은 팬의 전력 소모를 최소화할 만큼 충분히 낮으면서 동시에 팬으로부터 유효한 태코미터 신호를 보장한다.
R2B와 R2A의 합은 VOUT의 최대값을 설정한다. 100% 듀티 사이클에서 오픈 드레인 출력은 오픈(OFF)되므로, 분배기 네트워크에 R2B의 전체 값이 존재한다. 7.5kΩ의 R2B 값은 최대 VOUT 12.5V를 출력한다. C1과 C4는 일반적인 입력 바이패스 커패시터이며, C3은 U2의 출력 커패시터로 이 출력 커패시터가 출력 전압을 매끄럽게 하고 ac 리플 전류를 팬에 공급한다.

스위처의 효율 vs. 간소화

위에서 설명한 선형 레귤레이터는 과열과 단락 회로에 대한 보호와 함께 유효한 태코미터 동작을 제공하지만 전력 소모가 크다는 단점이 있다. 저전력 팬에서 이러한 과도한 전력 소모는 문제가 되지 않을 수 있지만 대형 팬의 경우에는 문제를 발생시킬 수 있다. 500mA에서 7볼트 정도를 강하하면(12V를 5V로 하향 변환) 레귤레이터 또는 패스 트랜지스터에서는 3.5W가 소모된다. 그러나 팬의 목적은 팬 컨트롤러 자체가 아닌 회로의 다른 소자들을 냉각하는데 있다!
이제 더 높은 효율과 더 적은 전력 소모를 구현하는 다른 전력 관리 구조를 위해 스위칭 레귤레이터를 고려해 보자. 위의 선형 레귤레이터와 마찬가지로 스위칭 레귤레이터 역시 팬 컨트롤러의 저주파 PWM 신호를 매끄럽게 하고 레벨 시프트 해야 한다. 여기에서도 듀얼 자동 PWM 팬 속도 제어 기능이 내장된 2채널 온도 모니터(MAX6639)가 컨트롤러로 선택되었다.
스위칭 레귤레이터의 경우 너무 많은 종류와 토폴로지, 제조업체들의 제품이 나와 있어 선택이 더 어렵다. 그러나 필요한 스위처 유형을 우선적으로 고려하면 노트북 컴퓨터의 배터리 전압 또는 외부 전원 소스를 12V에서 5V로 줄이기 위해서는 스텝다운 유형이어야 하므로 선택의 범위는 크게 좁아진다. 선형 레귤레이터의 경우는 많이 이용되는 부품이 선호된다. 또한 제품은 단락된 팬을 위한 전류 제한, 충전기, 통합된 드라이브 트랜지스터에 연결하는 경우 직접 동작을 위한 적절한 고전압 동작(25V+) 및 단순한 전압 모드 피드백을 제공할 수 있어야 한다. 이와 같은 기준에 따라 그림 2와 같이 U2가 선택되었다(MC33063A).

U2는 기존 스텝 다운 레귤레이터로 구성된다. 회로가 내부 트랜지스터를 이용하기 때문에 피크 전류를 제한된 1.5A 미만으로 유지해야 한다. 스텝 다운 구성의 피크 전류는 Ipk = 2IOUT이므로, Ioutmax는 750mA 미만으로 제한해야 한다. R3은 피크 전류 제한을 다음과 같이 설정한다. R3 = 0.3V/Ipk. 그림에서와 같이 R3 = 0.5Ω이므로, 피크 전류 제한은 600mA이다. 이 값은 낮은 전류 정격을 가진 인덕터와 재순환(Recirculation) 다이오드 D1을 위한 1A 쇼트키를 사용할 수 있게 한다.
가청 잡음을 피하기 위해 C1은 초음파 영역(50kHz) 내에서 여유있게 PWM 발진기 주파수를 설정한다. 이러한 주파수는 부피가 큰 인덕터를 사용하지 않아도 우수한 효율을 제공한다. 5V 최소 출력 전압을 기준으로 L1 값은 50μH로 설정되었다.
팬에 인가되는 출력 전압은 VOUT = 1.25V(1 + R2/R1)이며, 여기서 R1은 R1A와 R1B의 병렬 조합이다. U1의 PWM 출력은 100Hz 오픈 드레인 신호이다. 100% 듀티 사이클에서 PWM 출력은 전원이 꺼진 오픈 드레인 트랜지스터로, R1B를 회로에서 효과적으로 차단한다. 팬 전압은 VOUT = 1.25V(1 + 3.6k/1.2k) = 5V이다. 0% 듀티 사이클에서 PWM 출력은 효과적으로 접지 전위된다. R1은 R1A(1.2k)와 R1B(600Ω) 또는 400Ω의 병렬 조합이다. 따라서, 팬 전압은 VOUT = 1.25V(1 + 3.6k/400) = 12.5V이다.
실제 출력 전압은 약간 더 낮다. U1의 PWM 출력은 완전한 접지를 기준으로 하지 않는다. 대신, 출력 트랜지스터의 Rds-ON 값에 2mA를 곱한 값에 의해 생성된 전압에 위치한다(즉, U2 핀 5에서1.25V 기준 전압을 R1B = 600Ω로 나눈 값). 위에서 설명했듯이 0% 듀티 사이클은 12.5V를 제공하고, 100% 듀티 사이클은 5V를 제공한다. 보통 반대로 구성 비트를 통해 PWM 신호의 출력 극성을 반전하여 쉽게 구현하여 듀티 사이클이 증가하면 냉각이 증가하도록 하는 것이 낫다.
중간 듀티 사이클에서 PWM 출력은 C4에 의해 매끄럽게 처리된다. 더 큰 커패시터 값은 리플을 감소시키지만 응답 시간을 증가시킨다. 따라서, 응답 시간과 리플 감소 간의 적절한 절충으로 1μF가 선택되었다.
U2의 히스테리시스 피드백은 핀 5 전압이 1.25V를 초과하면 간단히 출력을 셧오프한다. 우리는 단순한 필터(R1A, R1B, R2의 조합에 C4를 곱한 데브낭 등가 회로)를 사용하기 때문에 C4 전압이 U2의 기준 전압을 초과하면 출력은 중간 듀티 사이클에서 셧오프할 수 있다. 이러한 영향은 출력 커패시터(C2)에 필요한 값보다 더 큰 값을 제공함으로써 보상할 수 있다. C2는 듀티 사이클이 꺼짐(off) 상태에 있을 때 팬에 전력을 공급하는 "Ride Through" 시간을 제공한다. 적절한 값은 유효한 태코미터 동작을 위한 최소 전압, 최소 동작 듀티 사이클, 팬 잡음 고려사항 등과 같은 변수에 의해 결정되므로, 실험을 통해 적절한 값을 찾아야 한다.
그림 2의 팬(12V에서 175mA 소비)에 대해 최소 동작 듀티 사이클(이 경우 10%)에서 1V의 출력 리플 전압을 기준으로 470μF의 C2 값이 선택되었다. 더 큰 값을 사용할 수 있지만, 비용과 크기가 증가한다. 대부분의 팬은 일부 리플을 쉽게 견딜 수 있기 때문에, 문제는 유효한 태코미터 동작이 보장되지 않는 값으로 또는 팬 전압 변조가 클릭 또는 기타 바람직하지 않은 팬 잡음을 발생시키는 레벨로 팬 구동 전압이 떨어지지 않도록 하는데 있다.
마지막으로, 그림 2 회로의 목적은 그림 1의 회로보다 더 높은 효율로 팬 속도를 레귤레이트하는 데 있었다. 이러한 장점은 두 회로에 대한 효율을 비교하는 그래프를 통해 쉽게 확인할 수 있다(그림 3).

<자료제공: 월간 반도체네트워크 2007년 11월호>