디자이너들은 MP3 플레이어, 개인용 미디어 플레이어, 디지털 카메라 및 기타 휴대용 소비자 애플리케이션의 성능은 향상시키고 전력은 더 적게 소모해야 하는 과제를 오랫동안 고민해 왔다. 이들 배터리로 구동되는 시스템들은 흔히 멀티미디어 애플리케이션을 다룰 때 최대의 프로세싱 성능을 달성하고 기기가 슬립 모드일 때 전력 소비를 최소화하기 위해서 임베디드 디지털 신호 프로세서(DSP)를 채택한다.
DC-DC 스위칭 레귤레이터에 대한 고찰
DSP시스템에서의 배터리 시간 연장하기
글│스리다르 구람(Sridhar Gurram, sridhar.gurram@analog.com),
올리버 브레넌(Oliver Brennan, oliver.brennan@analog.com),
팀 윌커슨(Tim Wilkerson, tim.wilkerson@analog.com)
디자이너들은 MP3 플레이어, 개인용 미디어 플레이어, 디지털 카메라 및 기타 휴대용 소비자 애플리케이션의 성능은 향상시키고 전력은 더 적게 소모해야 하는 과제를 오랫동안 고민해 왔다. 이들 배터리로 구동되는 시스템들은 흔히 멀티미디어 애플리케이션을 다룰 때 최대의 프로세싱 성능을 달성하고 기기가 슬립 모드일 때 전력 소비를 최소화하기 위해서 임베디드 디지털 신호 프로세서(DSP)를 채택한다. 배터리 시간은 배터리로 구동되는 휴대기기 제품에 있어 가장 중요한 요소이며 이의 성공은 전력 시스템의 효율과 직접적으로 연관된다.
이러한 시스템의 핵심 부품으로서, 스텝다운 dc-dc 스위칭 레귤레이터는 예를 들어 4.5V 같은 고전압 전원으로부터 1V의 낮은 전원 전압을 효율적으로 도출한다. 레귤레이터로서 이 부품은 업스트림 전원 또는 부하 전류의 변동에 신속하게 응답하면서 일정한 전압을 유지해야 한다. 이 글에서는 우수한 안정화, 높은 효율, 신속한 응답을 제공하는 한 아키텍처에 대해서 살펴보려고 한다.
스위칭 레귤레이터의 개요
그림 1은 아나로그디바이스의 낮은 듀티 사이클, 3MHz 싱크로너스 스텝다운 컨버터인 ADP2102를 이용한 애플리케이션 회로이다. 이는 다수의 고정 출력 및 저항 프로그래머블 전압 옵션과 함께 이용할 수 있다. 이 예에서는 고정 전압 구성으로 연결되어서 5.5V 입력 전압으로 안정화 0.8V 출력을 발생시키며 300mA 부하를 구동한다. 이어서 저항 프로그래머블 애플리케이션 예를 보여줄 것이다.
그림 1. 5.5V 입력으로 0.8V 출력 발생시키기 위한 ADP2102의 연결
다음은 이 회로의 동작에 관한 간략한 설명이다. dc 출력 전압의 일부를 오차 증폭기의 내부 레퍼런스와 비교하고, 이의 출력을 전류 검출 증폭기의 출력과 비교해서 원샷을 구동한다. 이 원샷은 VOUT/ VIN의 비율에 따른 시간 간격 동안 온이 된다. 이 원샷이 상단 게이팅 트랜지스터를 턴온하면 인덕터 L1의 전류가 상승한다. 원샷이 완료되면 트랜지스터가 턴오프되고 전류가 하강한다. 최소 오프 타이머와 최소(‘밸리’) 전류에 의해 결정된 간격 후에 원샷이 다시 펄싱된다. 온칩 원샷 타이머는 안정 상태로 일정한 주파수를 유지하기 위해 입력 전압 피드포워드 기법을 이용한다.
이 발진은 대략 3MHz로 무한정 계속되나 필요에 따라 변화해서 트랜션트 라인 및 부하 변동에 응답하며 출력 전압을 프로그램된 값으로 및 평균 인덕터 전류를 출력 부하가 필요로 하는 값으로 유지한다.
위에서 설명한 기법은 비교적 새로운 것이다. 수년 동안 dc-dc 변환을 위한 주된 기법은 정주파수 피크 전류 기법으로서, 이는 스텝다운 dc-dc 컨버터에 구현했을 때 트레일링 에지 변조라고도 한다.
ADP2102는 또한 저전압 록아웃, 소프트 스타트, 온도 셧다운, 단락 회로 보호, ±1% 피드백 정확도를 포함한다. 이 아키텍처는 메인 스위치의 온 시간이 최저 60ns 또는 그보다 낮을 수 있도록 한다.
그림 2는 다양한 조건 하에서 파형 예를 보여준다. 그림 2a는 ILOAD = 600mA로 VIN = 5.5V에서 VOUT = 0.8V로 대폭적인 전압 감소를 일으키는 낮은 듀티 사이클을 보여준다. 도표에서 보듯이 3MHz의 스위칭 주파수로 달성 가능한 최소 온 시간이 45ns이다.
그림 2a. VIN = 5.5V, VOUT = 0.8V, 최소 온 시간 = 45ns
그림 2b는 부하 전류의 300mA 스텝 상승에 대한 응답으로서 부하 전류 및 인덕터 전류를 보여준다.
그림 2b. 양의 부하 트랜션트 응답 (ILOAD = 300mA)
그림 2c는 부하 전류의 300mA 스텝 감소에 대한 응답으로서 부하 전류 및 인덕터 전류를 보여준다.
그림 2c. 음의 부하 트랜션트 응답 ( ILOAD = 300mA)
그림 2d는 이 부품이 50% 듀티 사이클로 작동할 때 저조파 발진이 발생하지 않는다는 것을 보여준다. 피크 전류 모드 제어를 이용하는 부품에는 이것이 문제가 된다. 50%보다 다소 높거나 낮은 듀티 사이클 값의 경우에도 저조파 발진으로부터 자유롭다.
그림 2d. 듀티 사이클 = 50%, VIN = 3.3V, VOUT = 1.8V, ILOAD = 300mA
DSP 애플리케이션의 동적 전압 조절
디지털 신호 프로세서(DSP)를 채택한 휴대기기 애플리케이션에서는 스위칭 컨버터가 일반적으로 DSP의 코어 전압 및 I/O 레일을 제공한다. 이들 전원은 배터리 애플리케이션 용으로 설계된 고효율 dc-dc 컨버터를 필요로 한다. 코어 전압을 제공하는 레귤레이터는 프로세서의 클록 속도에 따라서 역동적으로 또는 소프트웨어가 지정한 것에 따라 전압을 조절할 수 있어야 한다. 총 솔루션 크기를 소형화하는 것 역시 중요하다.
그러면 배터리 구동 애플리케이션에서 블랙핀(Blackfin) 프로세서의 내부 레귤레이터를 외부 고효율 레귤레이터로 교체함으로써 달성할 수 있는 시스템 전력 효율의 향상에 대해 살펴보자. 또한 외부 레귤레이터의 제어 소프트웨어에 대해 살펴보자.
동적 전력 관리
프로세서의 전력 소비는 동작 전압(VCORE)의 제곱에 비례하며 동작 주파수(FSW)에 선형적으로 비례하다. 그러므로 주파수를 낮춤으로써 동적 전력 소비를 선형적으로 낮추고, 코어 전압을 낮춤으로써 이를 기하급수적으로 낮출 수 있다.
전력에 민감한 애플리케이션에서 DSP가 단순히 동작을 모니터링하거나 또는 외부 트리거를 기다릴 때는 전원 전압이 아니라 클록 주파수를 조절하는 것이 유용하다. 하지만 고성능 배터리 구동 애플리케이션에서는 단지 주파수를 조절하는 것만으로는 충분한 전력을 절약할 수 없다. 블랙핀 프로세서와 더욱 향상된 전력 관리 기능을 갖춘 기타 DSP는 코어 전압을 주파수 변동과 연계해서 변화시킬 수 있으므로 각각의 상황에 따라 배터리의 최적 로딩을 추구할 수 있다.
ADSP-BF53x 시리즈 블랙핀 프로세서의 동적 전압 안정화는 일반적으로 내부 전압 컨트롤러와 외부 MOSFET을 이용해서 구현된다. 이 기법의 이점은 DSP 서브시스템으로 단일 전압(VDDEXT)을 인가할 수 있으며 DSP가 MOSFET으로부터 필요한 코어 전압(VDDINT)을 도출한다는 것이다. 내부 레지스터는 최적의 배터리 시간을 달성하도록 MIPS 및 궁극적으로는 소비되는 에너지를 조정할 수 있도록 안정화 코어 전압을 소프트웨어로 제어할 수 있다.
이러한 내부 블랙핀 레귤레이터 기법을 완벽하게 구현하기 위해서는 외부 MOSFET, 쇼트키 다이오드, 대형 인덕터, 다중 출력 커패시터가 필요하므로 비교적 대형 PCB 면적을 차지하는 낮은 효율의 비교적 비싼 솔루션이다. 통합 레귤레이터를 위해서는 대형 인덕터 및 커패시터를 사용해야 함으로써 시스템 디자이너가 휴대기기가 되도록 소형이기를 원하는 소비자들의 요구와 충돌하도록 한다. 통합 레귤레이터 컨트롤러는 대체적으로 50%에서 75%에 이르는 비교적 낮은 효율로서 이 기법은 고성능 휴대형 배터리 사용 애플리케이션을 위해서는 결코 적합하다고 할 수 없다.
외부 안정화
첨단 dc-dc 스위칭 컨버터를 이용함으로써 블랙핀 통합 기법의 고유의 효율을 90% 이상으로 향상시킬 수 있다. 또한 외부 레귤레이터를 이용하면 외부 부품의 크기를 줄일 수 있다.
경우에 따라 DAC를 이용해서 구현할 수 있는 스위치드 저항에서부터 내부적 기법과 동일하게 미세한 입도를 달성할 수 있는 펄스 폭 변조(PWM)에 이르기까지 다양한 동적 전압 스케일링(DVS: Dynamic Voltage-Scaling) 제어 기법을 이용할 수 있다. 어느 방식을 이용하든 소프트웨어 제어를 통해서 안정화 레벨을 변경할 수 있는 기능을 제공해야 한다. 이 안정화 제어 기법은 내부 레귤레이터 기법에 있어서는 고유한 것이나 외부 기법에는 이를 추가해야 한다.
이 글에서는 프로세서가 감소된 클록 속도로 실행될 때 ADP2102 동기 dc-dc 컨버터를 이용해서 코어 전압을 1.2V에서 1.0V에 이르는 값으로 동적으로 조절함으로써 DSP의 코어 전압을 조절하는 두 가지 방법에 대해 설명하고 있다.
ADP2102 고속 동기 스위칭 컨버터는 2.7V에서 5.5V 사이의 배터리 전압으로 구동할 때 코어 전압을 최저 0.8V로 안정화할 수 있다. 이의 일정 온 시간 전류 모드 제어 및 3MHz 스위칭 주파수는 우수한 트랜션트 응답, 매우 높은 효율, 우수한 라인 및 부하 안정화를 제공한다. 높은 스위칭 주파수는 초소형 다층 인덕터 및 세라믹 커패시터를 이용할 수 있도록 한다. 공간 절약적인 3mm x 3mm LFCSP 패키지로 이용할 수 있는 ADP2102는 3개 또는 4개 외부 부품만을 필요로 한다. 기능적으로 완벽한 이 디바이스는 저전압 록아웃, 단락 회로 보호, 온도 셧다운 등의 안전 기능을 포함한다.
그림 3은 DVS를 구현하는 회로를 보여준다. ADSP-BF533 EZ-KIT Lite 평가 보드 상의 3.3V 시스템 전원장치가 ADP2102 벅 컨버터를 구동하며, 이의 출력 전압은 외부 저항 분할기 R1 및 R2를 이용해서 1.2V로 설정된다. DSP의 GPIO 핀을 이용해서 요청된 코어 전압을 선택한다. 피드백 저항을 변화시켜서 코어 전압을 1.2V에서 1.0V 사이로 조절할 수 있다. N-채널 MOSFET은 R2와 병렬로 저항 R3을 삽입함으로써 전압 분할기를 변경한다. IRLML2402의 0.25Ω RDSon은 R3과 비교해서 작다. 3.3V GPIO 전압을 이용해서 MOSFET 게이트를 구동한다. 우수한 트랜션트 성능 및 향상된 부하 안정화를 위해서는 피드포워드 커패시터 CFF가 필요하다.
그림 3. 외부 MOSFET 및 Blackfin PWM 제어를 이용한 ADP2102의 동적 전압 조절
2레벨 스위칭을 위한 일반적인 애플리케이션 요구는 다음과 같다.
1. DSP 코어 전압(VOUT1) = 1.2V
2. DSP 코어 전압(VOUT2) = 1.0V
3. 입력 전압: 3.3V
4. 출력 전류 = 300mA
높은 값 저항을 이용해서 저항 분할기를 통한 전력 손실을 최소화할 수 있다. 피드포워드 커패시터는 스위칭 때 게이트-드레인 커패시턴스의 효과를 감소시킨다. 더 소형의 피드백 저항 및 더 대형의 피드포워드 커패시터를 이용해서 이 전환 때 발생되는 오버슈트 및 언더슈트를 최소화할 수 있다. 다만 전력 소비가 추가되는 대가가 따른다.
그림 4는 출력 전류 IOUT, 출력 전압 VOUT, 제어 전압 VSEL을 보여준다. VSEL의 로우 레벨은 출력 전압을 1.0V로 조절하고, VSEL의 하이 레벨은 이를 1.2V로 조절한다.
그림 4. MOSFET을 이용한 하단 피드백 저항의 변조
DVS를 위해 2개의 각기 다른 전압을 발생시키기 위한 더 간단한 방법은 제어 전압 VC를 이용해서 추가적인 저항을 통해서 피드백 네트워크로 전류를 주입하는 것이다. 제어 전압의 듀티 사이클을 조절함으로써 이의 평균 dc 레벨을 변화시킬 수 있다. 그러므로 단일 제어 전압 및 저항을 이용해서 출력 전압을 조절할 수 있다. 다음 공식을 이용해서 R2 및 R3 저항 값과 제어 전압 진폭 레벨 VC_LOW 및 VC_HIGH를 계산할 수 있다.
VFB VFB- VOUT1 VFB- VC_LOW
――― ―――――――――― ――――――――――― = 0 (1)
R2 R1 R3
VFB VFB- VOUT2 VFB- VC_HIGH
――― ―――――――――― ――――――――――― = 0 (2)
R2 R1 R3
VOUT1 = 1.2V, VOUT2 = 1.0V, VFB = 0.8V, VC_LOW = 3.3V, VC_HIGH = 0V, R1= 49.9kΩ이면 R2 및 R3는 다음과 같이 계산할 수 있다.
VC_HIGH-VC_LOW
R3 = R1――――――――――――― =16.5R1 ≒ 825kΩ (3)
VOUT1 - VOUT2
16.5VFB
R2 = ―――――――――――――――――――――――― ≒ 114kΩ (4)
16.5VOUT1 - 17.5VFB VOUT2
이 기법은 훨씬 더 매끄러운 전환을 가능하게 한다. 커패시티브 부하를 구동할 수 있는 제어 신호 소스로만 이용할 수 있는 MOSFET 스위칭 기법과 달리 이 기법은 저항 부하를 구동할 수 있는 어떤 제어 전압이나 이용할 수 있다. 이 기법은 어느 출력 전압 조합 및 출력 부하 전류로나 조절할 수 있다. 그러므로 코어 전압을 필요에 따라 조절함으로써 DSP 전력 소비를 줄일 수 있다. 그림 5는 위 기법의 구현을 보여준다. 그림 6은 이 전류 주입 기법을 이용해서 2개 출력 전압 사이의 전환을 보여준다.
그림 6. 제어 전압을 이용한 하단 피드백 저항의 변조
