컨버전스된 휴대용 기기는 복잡한 전력 요구조건을 갖는다. 이 글에서는 주요 서브시스템과 이들의 특수한 문제점 및 바람직한 솔루션을 검토한다.
휴대용 기기의 전력 및 시스템 사양 충족
글│Jinrong Qian, Texas Instruments
기능의 통합과 폼팩터의 축소로 인해 끝없이 소형화되고 기능이 풍부해지는 최신 휴대용 기기에서 전원 관리 설계는 핵심적인 역할을 하고 있다. 휴대용 기기에는 기본적으로 마이크로프로세서, I/O 주변기기, LED 백라이트, 플래시 메모리와 하드 디스크 드라이브, 디지털 및 아날로그 회로 등이 포함되어 있다.
이 기능 블록의 전력 요구조건은 서로 다르다. 시스템 설계자는 이 기능 블록들이 적절하게 동작할 수 있도록 임베디드 전원 관리 솔루션을 제공하여 요구되는 전력 사양을 충족시키고, 전력 소모를 최소화하여 배터리의 수명을 연장시켜야 하는 문제에 직면해 있다. 이 글에서는 전력 및 시스템 사양의 분석뿐만 아니라, 마이크로프로세서, 백라이트 및 HDD의 과제와 요구 조건을 충족시키기 위해 전원 관리 회로를 설계하는 방법에 초점을 맞췄다.
마이크로프로세서에 전력 공급하기
마이크로프로세서는 모든 종류의 데이터 및 명령을 처리하는 핵심 디바이스이다. 디지털 CMOS 회로는 대부분의 마이크로프로세서에 사용되며 스위칭 및 정적 전력 소모가 이루어진다. 디지털 회로의 모든 트랜지션에서는 디지털 회로의 출력 커패시턴스를 충전 또는 방전하는데 여기에서 전력 소모가 일어난다. 전력 소모는 다음과 같다:
PCPU = Cfs V2core (공식1)
여기서 C는 총 부하 커패시턴스이고 fS는 스위칭 주파수이며 VCORE는 마이크로프로세서에 적용되는 공급 전압이다. 이는 클록 주파수 감소가 선형으로 전력 소모를 줄이며, 전압 감소는 이차방정식 형태로 전력을 줄인다. 프로세싱 속도가 지속적으로 증가하면서 마이크로프로세서에 적용되는 필수 전압은 1V 이하로 낮아져 전력 소모를 최소화한다.
마이크로프로세서에 전원을 공급하는 가장 흔한 전압 범위는 1.0V~1.5V이다. 전압 사양에서 대부분의 마이크로프로세서는 정적 상태와 부하 과도 상태에서 전압 허용 오차가 100mV 이하로 매우 엄격하다. 마이크로프로세서의 낮은 동작 전압, 전류 슬루율이 매우 빠른 전류 요구 등을 감안할 때 전원 관리 설계자들은 시스템의 전력 규모와 배터리 동작 시간 내에서 엄격한 전압 과도와 높은 전력 변환효율을 충족시켜야 하는 커다란 문제를 해결해야 한다.
보통 마이크로프로세서는 시스템 전체의 전력 중 30~40%를 소모한다. 대부분의 애플리케이션에서는 리튬이온 배터리로 휴대용 기기의 전원을 공급한다. 일반적인 배터리 동작 전압 범위는 LiCoO2 음극 소재를 갖춘 3.0V~ 4.2V범위이다.
그림 1은 배터리 전압을 낮은 코어 전압으로 효율적으로 변환하는데 이상적인 토폴로지인 동기식 벅 컨버터이다. 통합형 MOSFET를 갖춘 고정 주파수 PWM DC/DC 컨버터는 기본적으로 정상 부하 조건에서 90% 이상의 효율을 달성한다. 그러나 휴대용 기기의 대기모드와 같이 부하가 가벼울 경우에는 상대적으로 효율이 낮게 되는데, 이는 스위칭 손실과 게이트 구동 손실이 지배적인 요인이기 때문이다. 휴대용 기기의 배터리 대기 시간을 늘이기 위해서는 가벼운 부하 효율을 높이는 것이 필수이다.
그림 1.
첫 번째는 벅 컨버터가 비동기식 모드에서 동작하도록 설계하는 것이다. 이렇게 하면 전류를 계산하면서 생기는 전도 손실을 최소화 하는 것으로부터 네거티브 인덕터 전류를 예방할 수 있다. 또한 펄스 주파수 모듈레이션 또는 펄스 스킵 모드가 공통적으로 사용되어 게이트 드라이브 및 스위칭 손실을 최소화한다. TI가 개발한 전원 절약 모드 같은 특수 기술은 부분적인 컨트롤 회로를 꺼서 PWM 컨트롤러의 대기 전류를 최소화할 뿐 아니라 스위칭 주파수 또한 감소시킨다. 대기 전류가 18μA까지 낮아지면 150μA 부하에서 70% 이상의 효율이 달성될 수 있다.
그러나 이는 경부하에서 중부하까지 또 다른 문제를 야기하는데, 이 구간에서는 PWM 컨트롤러가 활성화되어 풀 기능을 나타낼 때까지 시간 지연이 있다. 이러한 지연 시간 동안에는 출력 커패시터가 부하에 전력을 공급해야 한다. 이는 고정 주파수 PWM 컨버터와 비교해 보면 추가적인 전압 하락이 유발된다.
전원 절약 모드에서 이러한 부작용을 극복할 수 있는 방법은 무엇일까? 전압 사양은 마이크로프로세서가 전반적으로 ±5%의 오차를 허용하고 있는데 여기에는 대기 상태 오류 및 부하 과도현상이 포함되어 있다. 경부하 상태에서는 컨트롤 회로 활성화 지연으로 인한 추가적인 전압 하락을 보상하기 위해 출력 전압을 약 1% 상승시킬 수 있다.
실제로 경부하에서 출력 전압의 상승은 모바일 프로세서에서 흔하게 실시되는데 이를 부하 라인 레귤레이션이라 칭한다. 이 기술은 과도 전압 스윙 범위를 증가시켜 추가적인 전압의 일시적 하락을 보상하거나 또는 보다 작은 출력 커패시턴스의 사용을 허용한다.
또한 전압 과도 반응은 컨트롤 루프 설계와 인덕터 설계에 따라 크게 달라진다. 정확한 인덕턴스를 선택하고 컨트롤 루프 대역폭 설계를 통해 고속 과도 반응을 달성하고 전압 과도 사양을 충족시키면서 동시에 고효율을 유지할 수 있는 방법은 무엇일까?
1mA 이하에서부터 풀부하까지 단계별 부하 변동에 대한 전압 과도반응은 일반적으로 ±3% 이내여야 한다. 전압 변동은 단계 부하가 시스템과 출력 커패시터에 적용될 때 등가 직렬 저항(ESR) 및 스위칭 지연과 관련되어 있다.
첫 번째 두 항목으로부터의 기여는 매우 지속적이어서, 기본적으로 소형 ESR 세라믹 커패시터를 사용한다. 그러므로 루프 설계와 인덕턴스 값 최적화를 통해 출력 커패시터에서 전압 변동을 최소화하는 것은 가장 어려운 작업이다. 출력 커패시터는 과도 반응 중에 부하 전류를 제공할 필요가 있다.
마이크로프로세서가 요구하는 전류의 슬루율은 벅 컨버터의 인덕터 전류보다도 훨씬 높다. 부하전류와 인덕터 전류의 차이는 그림 2에 나타난 것과 같이 출력 커패시터가 제공해야 하는 전하를 결정한다. 만일 이러한 불균형 전하가 감소될 수 있다면 변동 전압이 감소되어 출력 커패시터를 최소화 할 수 있을 것이다.
그림 2.
인덕터 전류의 슬루율이 빠를수록 과도 반응도 빨라지며 전압의 하강 정도는 작아진다. 그러므로 과도 반응은 인덕터 전류가 부하 전류를 따르는 방식에 의존한다. 인덕터 전류 상승 시간은 예시되어 있는 바와 같이 컨트롤 루프 대역폭과 관계가 있다.
1
tr = ――――― (공식 2)
4fc
여기에서 fC는 폐쇄형 루프 대역폭이다. 반면, 피드백 컨트롤 루프는 듀티 사이클이 경부하 동안 중부하 트랜지션까지 증가된다. 여기서 순 전압은 인덕터에서 증가하여 인덕터 전류 증가를 유발한다. 또한 평균 인덕터 전류 상승 시간은 (공식 3)에 의해 주어진다.
ΔIoL
tr = ――――――――― (공식 3)
ΔD · VIN
여기서 L, VIN 및 ΔD는 각각 인덕턴스, 입력 전압 그리고 듀티 사이클 증가이다. 주어진 대역폭에 대해 동일하게 가장 빠른 과도 반응을 주는 최대의 인덕턴스가 크리티컬 인덕턴스로 정의된다. 이 크리티컬 인덕턴스는 최적화된 인덕터로써 최고의 효율을 달성하기 위해 가능한 최고 대역폭과 최소 인덕터 전류 리플을 달성한다. 이 두 공식을 결합시키면 주어진 루프 대역폭 (공식 4)과 함께 가장 빠른 과도 반응을 달성하기 위한 크리티컬 인덕턴스를 산출할 수 있다.
VIN · ΔDMAX
tr = ――――――――― (공식 4)
4fc · ΔIO
여기서 ΔDMAX는 부하변동 중의 최대 듀티 사이클 증가이다. 이는 작은 인덕턴스가 높은 루프 대역폭을 달성할 수 있다는 것을 보여준다. 결과적으로 빠른 부하 과도 반응을 달성함으로써 변동 전압 사양을 충족시킬 수 있다. 그림 3은 크고 작은 인덕턴스를 갖춘 출력 전압 변동 반응을 나타내고 있다. 이는 인덕턴스가 작을수록 부하 과도 시간 반응은 빠르다는 것을 나타내고 있다.
그림 3.
백 라이트 백색 LED에 전력 공급하기
백라이트는 휴대용 기기의 배터리 수명에 영향을 줄 만큼 상당한 전류를 소모한다. 이 애플리케이션의 디스플레이 백라이팅은 대부분 3~6개의 백색 LED를 사용한다. 기본적으로 이들 백색 LED는 최적의 휘도와 컬러를 위해 약 20mA의 전류로 구동된다. 일차적인 문제는 1) 다양한 LED에서 균일한 휘도를 달성하는 방법, 그리고 2) 고효율을 유지하면서 디밍 기능을 최적화하는 것이다.
첫 번째 설계 문제를 해결하기 위해서는 LED 드라이버가 동일한 구동 전류를 공급해야 한다. 이는 이들 LED를 직렬로 연결하여 각 LED에 동일한 양의 전류를 흐르게 함으로써 쉽게 해결할 수 있다. LED의 주요 구동 토폴로지는 두 가지가 있다. 하나는 스위치 커패시터/전하 펌프이고 다른 하나는 부스트 컨버터이다. 전하 펌프는 커패시터를 사용하여 에너지를 출력으로 전환하는 전체 크기가 매우 작은 솔루션이다.
전하 펌프가 최소 4개의 MOSFET을 통합해야 하므로 최대 200mA의 애플리케이션 구동 전류에 대해서만 비용 대비 효율의 경제성이 있으며, 출력 전압이 완벽하게 입력 전압과 관계되어 있지 않으면 상대적으로 효율이 낮다. 전압 부스팅 성능이 제한되어 있기 때문에 LED는 보통 병렬로 연결된다.
이는 동일한 구동 전류를 얻기 위해 정밀 전류 미러(acc-urate current mirror)를 필요로 한다. 인덕티브 부스트 컨버터는 하나의 인덕터를 사용하여 에너지를 출력으로 전환하는데 최대 입력 전압의 10배에 달하는 전압 이득을 가진다. 따라서 직렬로 6개의 LED를 구동할 수 있게 되고 85% 이상의 효율을 달성할 수 있다. 그러나 상대적으로 큰 인덕터가 필요하고 EMI 설계 문제가 있을 수 있다.
시스템 사양에 맞추기 위한 두 번째의 설계 문제는 많은 휴대용 기기에 필요한 올바른 디밍 기능을 제공하는 것이다. 디밍 기술은 크게 PWM, 아날로그 및 디지털 디밍 등 3가지가 있다.
PWM 디밍은 낮은 주파수의 디지털 PWM 신호를 사용하여 반복적으로 백색 LED를 켜고 끈다. LED 디밍은 PWM 신호의 진폭을 조정함으로써 이루어진다. 주요 장점은 효율이 높은 고품질의 백색광을 제공할 수 있다는 것이다. 하나의 I/O 포트를 사용하여 휴대 전화 시스템에서 PWM 신호를 생성함으로써 WLED 드라이버를 활성화 또는 비활성화한다.
그림 4.
그러나 200Hz~20kHz의 범위에서는 디밍 주파수가 낮아 소음이 나타날 수 있다. 소음을 피하기 위해서는 백색 LED가 가청 범위 밖의 디밍 주파수를 제공해야 한다. 그림 4와 그림 5는 기본적인 애플리케이션 회로와 그 스위칭 파형을 보여주고 있다.
그림 5.
아날로그 디밍은 레퍼런스 전압을 조정하고 LED를 통하는 전류를 결정한다. PWM 신호인 저대역 통과 필터를 갖춘 아날로그가 사용되어 디밍 스레스홀드를 설정한다. 이와 유사하게 듀티 사이클을 조정하면 궁극적으로 평균 레퍼런스 전압을 변화시켜 디밍이 이루어진다.
단점이 하나 있다면 딥 디밍에서의 효율이 낮다는 것인데, 이로 인해 배터리 동작 시간이 짧아진다. 또 다른 주요 과제는 발광의 품질이다. LED 구동 전류가 낮기 때문에 LED의 발광 품질은 낮으며 방출되는 빛은 자연 백색광에 근접하지 않다.
마지막 디밍 방식은 디지털 디밍이다. 이 방식은 I2C, 단선 인터페이스 등과 같은 각 애플리케이션에 특화된 디지털 인터페이스를 필요로 한다. 백색 LED의 휘도는 애플리케이션의 필요성에 기반하여 디지털 신호를 드라이버에 프로그래밍함으로써 역동적으로 조정된다. TPS-61060은 디지털 디밍을 지원하며 프로세서 전력과 배터리 수명을 절약한다.
하드 디스크 드라이브와 I/O에 전력 공급하기
하드 디스크 드라이브(HDD)와 많은 I/O는 보통 3.3V 레일을 통해 전력 공급을 받는다. 단일 셀 리튬 이온 배터리 전압 범위가 3.0V~4.2V이므로 배터리 수명 연장을 위해 이용 가능한 커패시티를 충분히 사용하기 위해서는 벅 부스트 기능이 필요하다. 그림 6은 H-브리지 벅 부스트 컨버터를 보여주고 있다. 올바른 컨트롤 회로를 어떻게 선택하여 고효율을 달성할 것인가? H-브리지 벅 부스트 컨버터용 컨트롤 아키텍처는 기본적으로 두 가지 종류가 있다.
그림 6.
첫 번째 컨트롤 회로는 컨버터를 기존의 벅 부스트 모드에서 동작시키는 것이다. Q1과 Q3이 동시에 켜지면 입력 전압이 인덕터에 적용되고 에너지가 인덕터에 저장된다. 출력 커패시터는 부하에 전력을 공급한다. Q1과 Q3이 꺼지면 Q2 와 Q4가 켜진다. 인덕터 전류는 Q2와 Q4를 통해 흐르며 저장된 에너지를 출력에 공급한다.
스위처와 인덕터에서 전력 손실이 없다고 가정하면 연속 전도 모드 하에서 이 컨트롤 회로를 통한 전압 이득은 아래와 같다.
여기서 D는 듀티 사이클이며 0.5 미만의 듀티 사이클의 벅 모드로 동작하여, 입력 전압보다 낮은 출력전압이 이루어진다. 이는 또한 0.5 이상의 듀티 사이클용 부스트 기능도 달성 가능하다. 입력 전압과 동일한 출력 전압을 달성하기 위해서 0.5의 듀티 사이클이 필요하다. 그러나 이러한 기존의 벅 부스트 동작은 효율이 낮다. 그 이유는 이 방식의 고입력 및 출력 전류가 연속적이지 않기 때문이며 이로 인해 전도 손실, 스위칭 손실 그리고 인덕터 코퍼 손실이 증가한다.
두 번째 컨트롤 회로는 컨버터를 벅과 부스트 두 모드로 동작시키는 것이다. 이 방식은 벅 또는 부스트 컨버터와 비슷하게 효율이 더 높다. 입력 전압이 출력 전압보다 높을 때는 벅 모드로 동작하며 입력 전압이 출력 전압보다 낮을 때는 부스트 모드로 동작한다.
벅 모드에서 Q4는 항상 켜져 있으며 반면에 Q3은 항상 꺼져 있다. Q1과 Q2는 동기식 벅 컨버터에서처럼 상호 보완적으로 켜지고 꺼진다. 부스트 동작 모드에서 VIN이 Vo보다 낮을 때 Q1은 항상 켜져 있는 반면, Q2는 항상 꺼져 있다. Q3와 Q4는 동기식 부스트 컨버터처럼 상호 보완적으로 켜지고 꺼진다. MOSFET과 인덕터의 RMS 전류는 벅 또는 부스트 컨버터와 동일하다. 이러한 컨트롤 방식은 기존의 벅-부스트 컨버터보다 효율이 5~10% 더 좋다.
최소 크기의 솔루션으로 배터리 수명 연장을 위한 과제들을 더 해결하기 위해, 통합형 N 채널 MOSFET이 탑 스위칭 MOSFET으로 사용된다. 이렇게 되면 전도 손실이 한층 더 감소하는데 그 이유는 동일한 반도체 다이 크기에서 N 채널 MOS-FET의 온 저항이 P 채널 MOSFET보다 낮기 때문이다. 그러나 N 채널 MOSFET 구동을 위해서는 전하 펌프 회로와 함께 높은 게이트 드라이브 전압을 공급할 필요가 있다.
그림 7.
TI에서 개발된 혁신적인 기술을 통해 이들 전하 펌프 회로를 실리콘 내부에 통합하면서 전반적인 반도체 크기를 P 채널 MOSFET보다 작은 크기로 유지하고 있다. 결국 이를 통해 최고 효율의 최소 크기 솔루션을 달성한다. 그림 7과 그림 8은 기본적인 애플리케이션 회로 및 다양한 부하 하에서의 효율을 보여 주고 있다. 이에 따르면 최고 95%의 효율이 달성 가능하다.
그림 8.
마이크로프로세서, 백라이트 LED 및 I/O와 같은 핵심 컴포넌트에 대한 전력 공급은 엄격한 전압 변동 반응을 충족시키고 가능한 최고의 효율을 달성하여 배터리로부터의 전력을 효율적으로 사용하기 위한 핵심 요소이다. 시스템 설계자들은 설계상 문제점들과 물리적 동작 법칙을 반드시 이해하여 인덕터 설계와 루프 대역폭을 최적화 해야 하며, 이를 위해 시스템 성능을 충족시키는데 필요한 올바른 컨트롤 회로를 선택해야 한다.