?글 이재홍

현재의 오디오 상황은 하이엔드와 PC-FI가 공존하는 듯하다. 오디오 소스기기로는 DSD와 24비트/192kHz 음악 파일을 재생할 수 있는 파일 플레이어가 주력 기기로 대두되고 있다. 하지만 오디오 앰프 부분은 아직도 또 먼 미래에 있어서도 반도체 및 진공관을 사용한 형태가 그대로 유지·발전될 전망이다. 이번 연재를 통해 오디오 기기의 근간이 되는 트랜지스터, FET 및 OP AMP를 사용한 반도체 오디오 앰프에 대한 이해와 이를 사용해 앰프 및 소스기기를 설계·제작하고자 하는 분을 위한 기술적 토대를 제공코자 한다. 가급적 수식은 자제하고, 평이하게 기술해 누구라도 쉽게 이해할 수 있도록 했다.

마. 미러(Mirror) 효과
하이엔드 오디오용으로 사용할 트랜지스터 회로에 있어 캐스코드 접속 회로는 필수다. 이 회로에 의해 출력 파형은 상하 대칭이 되고 평균치, 즉 DC 성분이 0가 된다. 단순 이미터 접지 증폭 회로로는 입력 신호가 상하 대칭인 파형이라도 출력 파형에는 -의 DC 성분이 발생한다. 이 같이 증폭 회로를 통해서 생기지 않아야 할 DC 성분이 생기는 것을 DC 찌그러짐이라고도 한다. 이 DC 찌그러짐은 입력 신호의 진폭에 따라 변하고, 회로 중에 커플링 콘덴서나 바이패스 콘덴서가 있다면 그것을 충전시키는데, 신호가 끝나더라도 다시 방전하는 과정을 거치면서 트랜지스터의 동작점을 흩뜨린다.
이 같이 증폭 회로가 DC 앰프로 구성되지 않으면 음악 신호가 끝났음에도 유령과 같은 불쾌한 음의 잔여 성분이 남는다. 이는 DC 찌그러짐으로 인한 콘덴서의 충전과 함께 트랜지스터의 동작점이 변동하기 때문이다. 이 같이 증폭단이 싱글로 구성되어서는 대용량의 커플링 콘덴서를 반드시 넣어야 되기 때문에 이런 DC 찌그러짐을 피할 수 없다.
이미터 접지 회로의 또 하나의 문제는 미러(Mirror) 효과라는 원치 않는 현상이 나타나는 것이다. 이는 전압 이득이 크면 클수록 심각한 문제를 만든다. 트랜지스터는 FET보다 이득이 크고, 또 오디오 증폭 회로의 2단째에는 대부분 트랜지스터를 사용해야 하는 경우가 많아서 이 미러 효과는 전체적인 증폭 회로의 고역 특성을 지배하게 된다.
트랜지스터는 FET와 달라 베이스-이미터 간의 순방향으로 전압이 걸릴 때는 임피던스가 낮아져서 이들 사이의 접합 용량은 문제가 없지만 역방향으로 전압이 걸리게 되면 콜렉터와 베이스 간의 접합 용량 Cob에 따라서 문제가 발생한다. <그림 1>의 이미터 접지 증폭 회로에 있어 입력 정현파 전압 Vi는 이득 A에 따라 증폭되어 AVi가 되고, 컬렉터에는 역 위상으로 나타난다. 입력 정현파의 주파수를 f라고 하면 Cob의 임피던스는 1/(2π*fCob)가 된다. Cob에는 AVi - Vi = Vi(A-1)의 전압이 걸리고 2πfCob·Vi(A-1) 크기의 전류가 흐르게 된다. 이는 입력 측에서 보면 Ci = Cob(A-1)의 콘덴서 용량이 있는 것과 같이 된다.

▲ 그림 1 미러 효과와 캐스코드 접속

<그림 1-a>에서 Cob가 3㎊, A=65라고 하면 Ci=200㎊이 된다. 트랜지스터의 베이스 드라이브 저항을 Ri(정확히는 트랜지스터의 입력 임피던스와 병렬 합성 값)로 한다면 Ri와 Ci를 통해서 고역 차단 필터 회로를 만든다. 이 고역 차단 주파수는 fC=1/(2πRiCi)가 된다.
Ri가 3.9KΩ이라면 fC는 200kHz가 된다. 실제 회로에서 이득 A가 250 정도까지 올라가는 경우도 적지 않은데, 이 경우는 fC가 52kHz까지 내려간다. 미러 효과는 콜렉터 쪽에 대진폭의 전압이 나타나기 때문에 생기는 현상이기 때문이므로 <그림 1-b>와 같이 캐스코드 회로를 통해 트랜지스터의 콜렉터 전압을 고정시킨다면 Ci=Cob가 되어 문제가 없다.
미러 효과는 반드시 나쁘지만은 않은데, 이를 잘 이용해 증폭기의 안정도를 높일 수 있다. 증폭기의 내부에는 여러 장소에서 폴(Pole)이라고 하는 고역 차단 주파수 fC가 존재한다. 이 폴은 트랜지스터의 고역에서의 hFE의 저하와 트랜지스터의 접합 용량 또는 부유 용량(Stray Cavity) 및 드라이브 저항과의 조합에 의해서 발생한다. 각 폴에서는 이득이 3dB 정도 감소하고 위상이 45도 지연되며, 이 폴 이상의 주파수에서는 -6dB/oct의 기울기로 이득이 감쇄하며 최대 90도의 위상이 지연된다.
NFB를 사용한 증폭기에서는 다수의 폴이 있어 위상이 지연되어 심할 때는 NFB가 PFB(Positive Feedback)로 되어 앰프가 발진을 일으키기도 한다. 이를 방지하기 위해서는 가능한 높은 주파수에 폴이 위치하도록 해야 하며, 한 개의 폴만이 낮은 주파수(그렇지만 오디오 대역 위쪽의 주파수)에 위치하도록 설계해야 한다. 이렇게 하면 낮은 주파수대에 위치한 폴 때문에 높은 주파수대에 있는 폴 근처의 주파수의 이득은 거의 0이 되어 버려 NFB의 효과가 없어져 버린다.
이렇게 하기 위해서는 높은 주파수대의 폴과 낮은 주파수대의 폴의 주파수 비율(이를 스타카 비라고 한다)을 충분히 크게 해야 하는데, 높은 주파수대의 폴을 낮은 주파수대로 끌어 내리기는 쉽기 때문에 전체적으로는 되도록 폴을 높은 주파수대에 위치하도록 설계하고, 하나의 폴만을 미러 효과를 이용해 낮은 주파수대에 위치하도록 만든다.
이를 위해 위상 보정 콘덴서라고 하는 소용량의 콘덴서를 트랜지스터의 콜렉터와 베이스 사이에 위치시켜 미러 효과를 이용해 폴의 주파수를 낮춘다. 이 위상 보정 콘덴서는 대부분 증폭기의 2 단째 트랜지스터의 콜렉터와 베이스 사이에 넣어서, 이를 미러 효과를 이용해 확대시켜 사용한다.
Cob는 기본적으로 트랜지스터의 콜렉터와 베이스 사이의 접합 용량에 기인한 것이기 때문에 콘덴서 그 자체로는 좋은 품질이 아니다. 콜렉터와 베이스 사이의 전압에 따라 용량이 변화하고, 이에 따라 Cob도 변화하고 fC도 변화해 버린다. 반면 좋은 품질의 콘덴서를 트랜지스터의 콜렉터와 베이스 사이에 넣으면 전압이나 온도 등에 따라서 폴이 변하지 않는 안정된 동작을 기대할 수 있다. 보통 여기에 사용하는 콘덴서는 5~30㎊ 정도의 소용량으로 실버 마이카 등의 콘덴서를 사용한다.

바. 최적 드라이브 임피던스
<그림 2-a>와 같은 이미터 접지 회로에서 입력으로 전압원을 붙여 VBE를 변화시켜 보면, 출력으로 VCE가 얻어지는데 <그림 2-b>와 같은 도표를 얻을 수 있다. 트랜지스터 제조사는 이와 같은 VBE를 파라미터로 한 출력 특성표는 발표하지 않는다. <그림 2-b>에서 보는 바와 같이 VBE가 -0.49V부터 -0.63V로 변화하는 동안 IC*는 0㎃부터 -1.0㎃까지 변화하고, VCE는 -10V부터 -0.6V까지 변화하지만 출력 파형이 매우 찌그러짐이 많다. 이 같이 트랜지스터는 진공관이나 FET와는 달리 전압으로 드라이브시켜서 사용하면 찌그러짐이 매우 많이 발생하게 된다.

▲ 그림 2 이미터 접지 증폭기와 IC-VBE 특성 곡선

트랜지스터의 초창기에는 많은 회로들이 단순히 진공관 대신 트랜지스터로 교체해서 사용하는 것으로 설계했기 때문에 트랜지스터는 왜율이 많은 소자라는 잘못된 인식이 퍼졌고, 이를 해결하기 위해서는 다량의 NFB를 걸어야 한다고 생각했다. 트랜지스터를 전류 증폭 소자로 생각하고 캐스코드 회로와 같이 제대로 설계된 증폭 회로를 사용한다면 다른 어떤 증폭 소자보다도 더 적은 왜율을 보이게 된다.
트랜지스터를 전류 드라이브로 최적의 임피던스로 구동하면 왜율을 최소화시킬 수 있다. 이때의 임피던스를 최적 임피던스라고 한다. 일반적으로 소신호용의 최적 드라이브 임피던스는 npn 트랜지스터의 경우 330KΩ~1MΩ인데 반해, pnp 트랜지스터의 경우는 27KΩ 전후로 되고 왜율도 npn 트랜지스터의 4배 정도로 많다. npn 트랜지스터와 pnp 트랜지스터가 컴플리멘터리(Complementary)라고 해도 실제는 이 같이 특성이 많이 다르다. 따라서 푸시풀 증폭 회로를 설계할 때 컴플리멘터리 트랜지스터를 사용한다고 해도 근본적으로 npn, pnp 트랜지스터의 특성은 다르다는 것을 이해해야 한다.
npn 트랜지스터를 통한 싱글 앰프를 구성해 보아도 전원 전압을 트랜지스터와 저항으로 분압하면 신호의 ±성분에 대해 평등하게 동작시키기 어렵게 되어 싱글 트랜지스터 앰프로는 pnp이든 npn이든 음을 충실하게 증폭시키기 어렵다.

사. 싱글 앰프의 문제점
<그림 3>에서와 같이 출력과 접지 측에 부하 저항 RL을 연결해 보자. 증폭기는 필연적으로 출력 전압을 부하 저항 또는 다음 증폭단에 공급하기 때문에 어떤 성질의 부하가 연결되느냐에 따라 상황이 달라진다는 것을 인식해야 한다.

▲ 그림 3 pnp 싱글 앰프와 부하 저항

<그림 3-b>에서와 같이 IB = -1.72㎂일 때 VCE는 -1.5V가 된다. VO = +VCC - VCE가 되므로 +5V - 1.5V = 3.5V가 되는데, 이는 부하 저항 RL을 붙여도 변함이 없다. 문제는 IB = 0일 때이다. <그림 3-c>에서 보는 바와 같이 트랜지스터는 컷오프 상태에 있고 VO는 -VCC를 RC와 RL을 통해서 분압한 값이 나온다.

의 값을 가진다. RL이 10KΩ이라면 VO는 -2.5V, RL이 2KΩ이라면 VO는 -3.3V가 된다. 이 같이 RL의 값에 따라 -측의 포화 전압이 작아지게 된다. 즉, -측이 클리핑(Clipping)되기 쉬운 상태로 되어 출력 전압이 제한받게 된다.
npn 트랜지스터를 통한 싱글 증폭 회로를 사용한다면 반대로 +측의 출력 전압이 클리핑(Clipping)되기 쉬운 상태로 된다.
싱글 증폭 회로에 있어 동작의 비대칭성은 부하에 용량성 부하 CL이 더해지게 되면 더욱 심각해진다. 용량성 부하는 다음 증폭단의 입력 용량과 케이블의 분포 용량 또는 NFB형 이퀄라이저 회로의 콘덴서 등이 CL로 작용한다.
<그림 4>와 같이 pnp 트랜지스터의 싱글 앰프에서 입력 전압 Vi가 펄스 형태의 경우를 생각해 보자. Vi의 전압이 강하함에 따라 IB, IC가 증가하고 CL에는 충전 전류가 흘러 급속히 충전되고, VO는 Vi에 추종해 빠르게 변화한다. 하지만 Vi의 전압이 상승할 때는 IC는 감소하고, CL에 충전된 전기는 RC를 통해서 서서히 방전된다. 방전 전류는 RC가 클수록 더 작아져서 방전에 필요한 시간이 더 많이 걸린다. 따라서 방전 시간은 RC와 CL의 곱에 따라 비례해 길어진다. 이 RC와 CL을 시정수라고 한다.

▲ 그림 4 pnp 싱글 앰프와 용량성 부하

이 같이 Vi가 하강할 때는 이에 따라 VO가 추종하지만 반대로 상승할 때는 전혀 다른 파형으로 된다. Vi가 펄스 파형이 아니라 정현파라 하더라도 주파수가 높고 파형이 높아 RC와 CL에 따른 방전 속도보다 더 빠르게 변할 경우 파형의 찌그러짐이 발생하는데, 주파수가 높을수록 진폭이 클수록 그 찌그러짐의 정도도 더 커진다.
드라이브 능력 면에서 싱글 앰프를 보면 입력 신호 Vi의 전압이 하강할 때는 트랜지스터에 전류가 흘러 드라이브 능력이 있지만 반대로 Vi의 전압이 상승할 때는 트랜지스터에 전류가 흐르지 않아 드라이브 능력이 약해진다. 이런 현상을 경감시키기 위해서는 입력 임피던스가 매우 큰 이미터 팔로워 회로를 다음 단으로 연결시키면 되지만, 이 회로 또한 싱글 앰프 형태로 구성되어 있으면 완전치 못하다.
싱글 앰프의 또 하나의 문제점은 전원 전압 변동에 따라 그 변동분이 출력 전압에 영향을 미친다는 점이다. <그림 5-a>와 같이 ±5V의 공급 전압으로 동작하던 싱글 앰프를 <그림 5-b>와 같이 +전압을 4V로 낮추면 출력 전압은 -0.3V가 된다. 한편 <그림 5-c>와 같이 -공급 전압을 -4V로 1V 변화시키면 출력 전압은 +0.7V가 된다. 이 같이 +공급 전압의 변화에도 출력 전압에 변화가 생기지만 -공급 전압의 변화에는 더욱 민감하게 작용한다. 이 처럼 입력 신호에 변화가 없는데도 공급 전압에 변화가 생긴다고 그 영향이 출력에 나타나는 것은 절대 바람직한 현상이 아니다.

▲ 그림 5 pnp 싱글 앰프와 전원 전압 변동

그런데 <그림 6>과 같이 싱글 앰프라도 캐스코드 접속 회로인 경우는 +공급 전압 VCC가 변화하더라도 Tr1의 VCE는 언제나 1V로 고정되어 있기 때문에 IC는 변하지 않아 RC에 걸린 전압도 +5V로 일정하게 된다. 때문에 +공급 전압이 변화하더라도 +VCC가 1.2V에 이르기 전까지는 이는 출력에는 나타나지 않는다. 단 -공급 전압의 변화 분은 <그림 6-c>에서 보는 바와 같이 출력 측에 그대로 나타난다. 이 같이 pnp 캐스코드 접속 회로는 +공급 전압의 변동에 극히 강한 회로임을 알 수 있다.

▲ 그림 6 pnp 싱글 캐스코드 앰프와 전원 전압 변동

<다음호에 계속>

<월간 오디오 2015년 11월호>